Ein einfaches Testgerät für NF-Doppel-Trioden vom Typ ECC8X.



1. Schaltung und Hilfsgeräte

Die folgende Schaltung zeigt ein einfaches Testgerät für Doppeltrioden. Es entstand kurzfristig aufgrund eines dringenden Bedarfs, die wesentlichen Verstärker-Eigenschaften einer Reihe von gebrauchten und z.T. unbeschrifteten Röhren zu ermitteln.

Gemessen werden sollten auf möglichst einfache und schnelle Weise die Grundparameter von NF-Trioden, also Steilheit, Innenwiderstand und Durchgriff bzw. Leerlauf-Verstärkungsfaktor µ. Insbesondere sollte die Steilheit als ein Maß für die Abnutzung der Röhre direkt am Anzeigeinstrument ablesbar sein und das in einem möglichst weiten Bereich des Kennlinienfeldes.

Das Mustergerät beschränkt sich auf Doppeltriodentypen, die zur ECC81/82/83/88 pinkompatibel sind. Andere Trioden mit vergleichbaren Daten können natürlich auch untersucht werden, sofern der Stecksockel angepaßt wird. Für den Test von Pentoden ist das Gerät nicht vorgesehen.

Eine Durchforstung des Internets zu diesem Thema zeigte neben einer Fülle von kommerziellen Röhrentestgeräten oder deren Nachbauten auch die lesenswerte Internetseite von Steve Bench (http://members.aol.com/sbench10 1/). Dort ist ein Röhrenprüfgerät beschrieben, das nach gleichen oder ähnlichen Prinzipien arbeitet wie das hier beschriebene, allerdings als selbständiges Gerät konzipiert ist und ein wesentlich umfangreicheres Projekt darstellt.




Bild 1.

Die recht einfach gehaltene Schaltung (Bild 1.) zeigt schon, daß es sich nicht um ein "stand alone"-Gerät handelt, sondern daß zum Betrieb eine Reihe von zusätzlichen Geräten erforderlich ist, die in einer gut ausgestatteten Bastelwerkstatt aber oft vorhanden sind. Hier soll zunächst beschrieben werden, wie das Mustergerät funktioniert. Der Abschnitt 3. 'Technischer Hintergrund' enthält Gedanken zur Schaltungsauslegung.

Ein Nachteil der in Bild 1. vorgestellten Schaltung ist, daß sie relativ hohe Anforderungen an die Ausrüstung der Bastelwerkstatt bezüglich der Messung von Wechselspannungen stellt. Einige Vorschläge, wie die Schaltung auch in einer weniger gut ausgestatteten 'Röhrenbude' betrieben werden bzw. wie man es zu einem selbständigen Gerät ausbauen kann, folgen in Abschnitt 4. 'Erweiterungen' am Schluß der Beschreibung .

Das Gerät weist keine eigene Spannungsversorgung auf. Anoden- und Heizspannung konnten einem regelbaren externen Netzteil entnommen werden.

Zusätzlich wird eine zweite Gleichspannungsquelle benötigt, die bei etwa 30 Volt mit einem Strom in Höhe von etwa 50 mA belastet werden kann. Diese kann gleichzeitig als Quelle für eine einstellbare Gittervorspannung dienen, wie sie zur Ermittlung des Innenwiderstands benötigt wird.

Für die Messung der Steilheit und des Verstärkungsfaktors µ ist ein Tongenerator erforderlich, der bei einer Frequenz von 1..2 kHz eine Sinusspannung von 100 mVeff abgeben kann. Als Anzeigeinstrumente werden benötigt: ein hochohmiges Gleichspannungs-Voltmeter zur Messung des eingestellten Anodenstroms, der Gittervorspannung und der Anodenspannung und ein ebenfalls hochohmiges Tonfrequenz-Voltmeter, das mit ausreichender Genauigkeit in einem Frequenzbereich bis ca. 2 kHz eine Spannung zwischen ca. 5 mVeff und ca. 10 Volteff messen kann.



2. Messungen

2.1. Bestimmung der Steilheit

Für den Anschluß der Anodenspannung stehen drei Polklemmen (incl. Masseanschluß, mit '+100..300V' im Schaltbild bezeichnet) zur Verfügung. Zur Bestimmung der Steilheit wird der (im Schaltbild) linke Anschluß gewählt. Die Betriebsspannung liegt dann über den Arbeitswiderstand von 100 Ohm an der Anode des ausgewählten Systems und ist praktisch gleich der Anodenspannung. Der Schaltungsteil mit dem Transistor BF459 ist damit außer Funktion. System 1 oder System 2 der Doppeltriode können mit Hilfe des Zweifach-Umschalters ausgewählt werden.

Der Tonfrequenzgenerator mit einer eingestellten Ausgangsspannung von 100 mVeff und einer Frequenz von 1...2 kHz liegt am Eingang (Ein / 1kHz) und damit am Gitter des Triodensystems. Der Eingang für die Gittervorspannung (Ein Ug=) ist durch einen Kurzschlußstecker überbrückt. Das Gitter liegt also gleichstrommäßig über den 100 kOhm-Gitter-Widerstand an Masse. Der Umschalter 'Steilheit / Innenwiderstand ' liegt in Position 'Steilheit' (wie gezeichnet). Nach Anlegen der Heiz- und Anodenspannung und der Spannung von -30 Volt (zwischen GND und '-30V') kann jetzt mit dem 1kOhm-Potentiometer der gewünschte Anodenstrom eingestellt werden. Am 1kOhm-Emitterwiderstand kann die Größe des eingestellten Anodenstroms mit dem Gleichspannungs-Voltmeter gemessen werden. 1 mA Anodenstrom entspricht einem Spannungsabfall von 1 Volt an diesem Widerstand.

Am Ausgang der Schaltung( 'Steilheit/µ' im Schaltbild) wird jetzt die kleine am 100Ohm-Arbeitswiderstand erzeugte Wechselspannung gemessen. Einer Anzeige von jeweils 10 mVeff entspricht eine Steilheit von jeweils 1 mA/V, 30 mVeff also z.B. 3 mA/V. Die Steilheit kann also am Tonfrequenz-Voltmeter auf einer in mVeff geeichten Skala praktisch direkt abgelesen werden.



2.2 Bestimmung des Leerlauf-Verstärkungsfaktors µ

Die Bestimmung des Leerlauf- Verstärkungsfaktors µ erfolgt auf ähnliche Weise. Nur wird jetzt die Betriebsspannung am (im Schaltbild) rechten Anschluß zugeführt. Zu beachten ist, daß die Anodenspannung in diesem Fall geringer ist als die angelegte Betriebsspannung. Der Spannungsabfall über dem Transistor BF459 kann je nach Größe des eingestellten Anodenstroms bis zu 150 V betragen. Die am Ausgang zu messende Anodenwechselspannung sollte jetzt erheblich größer sein als bei der Steilheitsmessung. Ihr Wert gemessen in Volt und multipliziert mit dem Faktor 10 entspricht der Leerlauf-Verstärkung µ. Auch diese Größe kann also ohne umständliche Umrechnung direkt abgelesen werden.

Damit die Messung einigermaßen genaue Werte auch bei Trioden mit hohem Innenwiderstand ( ECC83!) ergibt, muß das Meßinstrument bei der Meßfrequenz einen hohen Eingangswiderstand von >= 1 MOhm haben ( s.a. 'Technischer Hintergrund' ).



2.3 Bestimmung des Innenwiderstands Ri

Die drei Grundgrößen S, µ und Ri , die die Eigenschaften einer Triode beschreiben, stehen in dem einfachen Zusammenhang:

S x Ri = µ bzw. Ri = µ / S .

Sofern schon zwei dieser Größen bekannt sind, z.B. S und µ, läßt sich die dritte ohne weitere Messung leicht berechnen. Diese Methode der Bestimmung des Innenwiderstands ist hier eigentlich als Standardmethode vorgesehen.

Es ist jedoch möglich, den Innenwiderstand auch mit der herkömmlichen Methode zu messen. Der Innenwiderstand einer Triode ist definiert als das Verhältnis einer (kleinen) Anodenspannungsänderung zur dadurch hervorgerufenen Änderung der Anodenstroms bei konstant gehaltener Gitterspannung. Für diese Messung wird der Schalter 'Steilheit / Innenwiderstand' in die Position 'Innenwiderstand' gebracht. Der Kurzschlußstecker am Eingang 'Ein / Ug=' wird entfernt und statt dessen eine niederohmige Gleichspannungsquelle für die Gittervorspannung angelegt. Der Anodenstrom läßt sich jetzt nicht mehr mit Hilfe des Potentiometers einstellen, sondern wird durch die Gittervorspannung kontrolliert und muß am 100 Ohm-Arbeitswiderstand gemessen werden. Die Anodenspannung liegt wieder am (im Schaltbild) linken Anschluß, der Tonfrequenzgenerator wird hier nicht benötigt.

Der Betrag der Anodenspannung wird jetzt um einen kleinen Betrag, z.B. dUa = 10 Volt, geändert. Die entsprechende Anodenstromänderung dIa kann als Änderung des Spannungsabfalls am Arbeitswiderstand von 100 Ohm gemesssen werden. 1 mA Anodenstromänderung entspricht einer Änderung der Spannung am Arbeitswiderstand von 100 mV. Der Quotient dUa/ dIa entspricht dann dem inneren Widerstand im Arbeitspunkt.

Im Mustergerät kann die Gleichspannung (und damit der Anodenstrom) am Arbeitswiderstand nur an zwei Testpunkten in der Schaltung gemessen werden, da diese Messung nicht routinemäßig durchgeführt werden sollte. Für häufigere Messungen des Innenwiderstands nach dieser Methode empfiehlt es sich natürlich aus Sicherheitsgründen, die Enden des Arbeitswiderstandes an Messbuchsen zu legen.



3. Technischer Hintergrund

3.1 Mechanischer Aufbau

Bilder 2 und 3 zeigen den 'fliegenden' Aufbau des Mustergeräts, Bild 4 die zusätzlich verwendeten Meßgeräte und den Frequenzgenerator.




Bild 2.




Bild 3.

Rechts oben im Bild die Polklemmen für den Anschluß der Anodenspannung. Darüber die kleine Platine mit dem Transistor BF459. In der Mitte oben die Röhrenfassung.




Bild 4.

Für das Gerät wurde eine bereits vorhandene Front- und Grundplatte für Versuchsaufbauten benutzt. Kondensatoren und Widerstände fanden auf einer isoliert montierten Lötleiste Platz. Die Baugruppe um den Transistor BF459 ist auf einer kleinen ebenfalls isoliert montierten Platine aufgebaut (rechts oben im Bild 3.). Trotz des nicht ganz HF-gemäßen Aufbaus war mit keiner der getesteten Röhren eine Schwingneigung festzustellen.



3.2. Schaltungsdetails

Der Transistor BD139 (oder jeder andere npn-Typ, der etwas mehr als 30 V Kollektorspannung und 30 mA Kollektorstrom verträgt) stellt für das Triodensystem eine hochohmige Stromquelle dar und zwingt der Röhre den eingestellten Anodenstrom auf. Die zugehörige Gittervorspannung stellt sich automatisch ein und kann zwischen Kathode und Masse gemessen werden solange kein nennenswerter Gitterstrom fließt. Die Erfahrung mit diesem Gerät zeigt (für den Praktiker keine Überraschung ), daß Röhren gleichen Typs, aber unterschiedlichen Fabrikats deutlich unterschiedliche Gittervorspannungen für den gleichen Anodenstrom benötigen können. Auch zwischen den beiden Systemen einer Röhre sind etwas kleinere aber deutliche Unterschiede nicht selten.

Der Anodenstrom läßt sich bis ca. 15 mA einstellen. Höhere Werte sind möglich, wenn man in der Schaltung etwa den 390 Ohm- oder den 470 Ohm-Widerstand fortläßt. Bei der µ-Messung muß die Dauer der Messung bei höheren Anodenströmen (> 3 mA) begrenzt oder dem Transistor BF459 ein Kühlkörper gegönnt werden.

Der Wert des Kondensators im Eingang ist mit 10µF eigentlich unnötig hoch. Er wurde nur gewählt, weil er gerade zur Hand war. 0.1µF reichen an dieser Stelle ebenso. Wichtig ist dagegen der 10MOhm-Widerstand parallel zum Ausgang der Schaltung. Er legt den ausgangsseitigen Belag des 0.1µF-Kondensators auf Massepotential und verhindert Spannungsspitzen beim Anschluß eines Meßinstruments. Sein Wert darf aus den im Abschnitt 3.2.2. erwähnten Gründen nicht kleiner sein.

3.2.1 Steilheit

Für die Messung der Steilheit ist der hochohmige Widerstand im Kathodenkreis natürlich hinderlich. Er wird deshalb für Wechselspannungen kapazitiv zur Bezugsmasse hin überbrückt. Im Normalbetrieb ist die Kathode positiv gegen Masse. Beim Einschaltvorgang können jedoch auch negative Spannungen auftreten, zudem lassen sich je nach Röhrentyp auch Anodenströme im Bereich positiver Gittervorspannungen einstellen. Der Überbrückungs-Kondensator muß deshalb bipolar sein. Das wird hier durch gegenpoligen Anschluß der beiden 2200µF-Elkos erreicht. Die parallel geschalteten 1MOhm-Widerstände dienen wie üblich dem Ausgleich evtl. unterschiedlicher Leckströme.

Die den Arbeitspunkt des Prüflings stabilisierende starke Gegenkopplung durch den hohen differentiellen Innenwiderstand des BD139 (Größenordnung einige 100 kOhm) ist also nur für Gleichstrom und für Frequenzen nahe Null Hertz wirksam. Dies aber bis zur völligen Unabhängigkeit des Anodenstroms vom jeweils eingesetzten Röhrentyp. Durch das 1k-Potentiometer und die Einstellung der Anodenspannung kann der Arbeitspunkt des Prüflings einfach und praktisch beliebig im Kennlinienfeld eingestellt werden z.B. entlang einer Arbeitskennlinie und bleibt auch bei Röhrenwechsel erhalten.

Die Steilheit S einer Triode ist definiert als die Änderung des Anodenstroms Ia bei Änderung der Gitterspannung Ug unter konstantgehaltener Anodenspannung Ua. Bei einer Gitterwechselspannung von dUg = 100 mVeff und einer Steilheit von z.B. S = 1 mS = 1 mA/V entsteht also eine Anodenstrom-Änderung dIa von

dIa = S x dUg = 1mA/V x 0.1Veff = 0.1 mAeff.

(Die Voranstellung des Buchstabens 'd' soll wie üblich darauf hinweisen, daß es sich um eine kleine Änderung der nachstehenden Größe handelt.) Am Arbeitswiderstand Ra = 100 Ohm ruft dieser Wechselstrom einen Spannungsabfall dUa von

dUa = Ra x dIa = Ra x S x dUg = 100 Ohm x 0.1 mAeff = 10 mVeff

hervor.

Der geringe Wert des Arbeitswiderstandes von 100 Ohm sorgt dafür, daß die Anodenspannung der Definition der (statischen) Steilheit entsprechend praktisch konstant bleibt. Der Barkhausensche Zusatzterm zum Anodenwechselstrom: S x D x dUa (D = Durchgriff = 1/µ) kann hier wegen der geringen Größe von Ra und damit dUa vernachlässigt werden. Bei konstant gehaltener Gitterwechselspannung von z.B. dUg = 100 mVeff und konstantem Ra = 100 Ohm ist die gemessene Anodenwechselspannung also direkt proportional der Röhrensteilheit S.

Selbstverständlich wäre es möglich, auch mit anderen Gitterwechselspannungen (z.B. dUg = 80 mVeff ) und einem anderen Arbeitswiderstand (z.B. Ra = 220 Ohm ) zu arbeiten. In der Praxis erweist es sich aber als günstig, die vorgeschlagenen Werte zu nehmen. Die üblichen Anzeigeinstrumente, sowohl Digitalvoltmeter als auch Drehspulinstrumente, weisen in der Regel dekadisch abgestufte Skalenbereiche auf. Die Wahl von ganzzahligen Zehnerpotenzen für die Werte der Gitterwechselspannung dUg und des Arbeitswiderstands Ra liegt daher nahe, wenn es um einfache Ablesung des Steilheits-Meßwerts ohne Verwendung von krummen Umrechnungsfaktoren geht.

Zudem ist der Variationsbereich von dUg und Ra stark eingeschränkt. Ein Wert von dUg = 100 mVeff = ca. 280 mVss mittelt fast schon zu stark über gekrümmte Kennlinienteile etwa einer ECC83. Größer sollte er auf keinen Fall gewählt werden. Ein kleinerer Wert von dUg führt aber wieder zu sehr kleinen und schlecht meßbaren Werten von dUa. dUa könnte wieder vergrößert werden, indem man Ra vergrößert. Ein Wert von Ra = 1 kOhm erscheint jedoch im Vergleich zu den niedrigen Innenwiderständen z.B. einer ECC82 als schon zu groß. Auch die weiter oben erwähnte Vernachlässigung des Barkhausenschen Terms scheint dann nicht mehr in jedem Fall zulässig. Die gewählten Werte von dUg = 100 mVeff und Ra = 100 Ohm dürften daher in der Nähe des Optimums liegen.

Damit die kleinen Wechselspannungen am Ausgang noch zuverlässig gemessen werden können, sollte der Brummanteil der Anodenspannung den Wert von 1mVss nicht überschreiten. Bei den zumeist nur sehr kleinen Strömen, die hier benötigt werden, macht das aber keine unüberwindlichen Siebungsprobleme.

Zu beachten ist auch, daß der Innenwiderstand des Netzteils klein sein muß gegen den Arbeitswiderstand von 100 Ohm . Der Innenwiderstand wird bei der Meßfrequenz von z.B. 1.8 kHz zumeist vom letzten Siebkondensator bestimmt. Dieser sollte einen Wert von >= 100µF haben. Sicher geht man, wenn man einen solchen Kondensator zusätzlich einbaut und ihn zwischen Masse und das obere Ende des 100 Ohm-Widerstandes legt.

3.2.2. Leerlaufverstärkung µ

Die Leerlaufverstärkung µ ist definiert als die Änderung der Anodenspannung bei einer (kleinen) Änderung der Gitterspannung unter konstant gehaltenem Anodenstrom. Die letzte Forderung, konstanter Anodenstrom, würde eigentlich für die direkte Messung von µ einen unendlich hohen Arbeitswiderstand voraussetzen. In der Praxis läßt sich eine ausreichende Genauigkeit erzielen, wenn der Arbeitswiderstand wesentlich größer gemacht werden kann als der Innenwiderstand des Röhrensystems. Diesem Zweck dient die sog. Bootstrap-Schaltung mit dem Transistor BF459. Sie hat im Vergleich zur Schaltung um den BD139 gewissermaßen gegensätzliche Eigenschaften. Für Gleichstrom ist der Widerstand relativ gering, für Wechselstrom sehr hoch, > 500 kOhm. Der Transistor BF459 ist ein preiswerter Standard-Typ für Videoverstärker und verträgt hohe Spannungen bis zu ca. 300 Volt. Die parallel geschaltete Diode schützt ihn vor Schaltspitzen mit falscher Polarität.

Mit dem hohen Arbeitswiderstand arbeitet die Röhre mit annähernd maximaler d.h. Leerlauf-Verstärkung. Voraussetzung ist allerdings, daß auch die zusätzliche Belastung des Anodenkreises durch Schaltungskapazitäten und das Meßinstrument gering bleibt. Soll der Meßfehler z.B. 5% nicht überschreiten, so darf die gesamte Belastung der Anode keinen kleineren Wert als etwa das 20fache des Innenwiderstands haben. Der Eingangswiderstand von vielen der heute gebräuchlichen Digitalvoltmeter hat in den Wechselstrombereichen einen ohmschen Anteil von 10 MOhm, dem eine Kapazität von ca. 100 pF parallel liegt. Bei einer Frequenz von 1.8 KHz ergibt sich damit eine Eingangsimpedanz von knapp 1MOhm. Benutzt man ein solches Instrument zur Messung der Ausgangsspannung bei der µ-Bestimmung, so kann der effektive Arbeitswiderstand der Röhre auf 500 kOhm oder darunter sinken. Für die meisten Triodentypen ist das ausreichend hoch. Bei Trioden mit hohem Innenwiderstand (ECC83, Ri = 50...100 kOhm!) muß der Meßwert dann aber um ca. 10% nach oben korrigiert werden. Hier stößt die verwendete Meßmethode an ihre Grenzen.

Weiteres zur µ-Meßmethode siehe Anhang A.

Die Meßfrequemz kann zwar in einem relativ großen Bereich gewählt werden, aber nicht beliebig. Zu niedrige Meßfrequenzen (< 500 Hz) haben den Nachteil, daß der im Kathodenkreis liegende vorwiegend kapazitive Widerstand mit abnehmender Frequenz zunimmt und dann nicht mehr vernachlässigbar klein ist gegen den Kehrwert der Steilheit, was bei der Messung der Steilheit einen Fehler verursacht. Ebenso nimmt der differentielle Widerstand der Bootstrap-Schaltung bei tiefen Frequenzen ab. Schließlich steigt auch bei nicht geregelter Spannungsversorgung deren Innenwiderstand mit abnehmender Frequenz an und bleibt u.U. nicht mehr, wie erforderlich, klein gegen 100 Ohm. Bei zu hohen Frequenzen (> 3 kHz) nimmt insbesondere bei der µ-Messung die Wirkung von Röhren-, Schaltungs- und Leitungskapazitäten zu und führt ebenfalls zu fehlerhaften Messungen. Eine Gesamtkapazität von ca. 300 pF an der Anode reduziert hier bereits bei 5 kHz die Verstärkung um 3 dB oder ca. 30%.



4. Erweiterungen

Im Zuge einer 'Ausleih-Aktion' ( bei der zwar nach zähen Verhandlungen das Grundgerät ausgeliehen wurde, nicht aber die kostbaren zugehörigen Meß- und Prüfgeräte... gez. Verleihnix ) ergab sich die Notwendigkeit, einige Zusätze zur Grundschaltung zu entwerfen. Sie sollten in Verbindung mit dem Röhrentestgerät alle Testmessungen ermöglichen, ohne daß dieses wirklich zu einem vollständig selbständigen Gerät ausgebaut werden mußte. Als einziges zusätzliches Meßgerät stand ein einfaches Digitalvoltmeter (DVM) zur Verfügung. Bei solchen Schaltungserweiterungen, sollen sie einfach und preiswert aufzubauen sein, stützt man sich besser auf die Halbleitertechnik. Die kleinen nachfolgend beschriebenen Schaltungen könnten sicher auch in Röhrentechnik aufgebaut werden, jedoch nur zu einem vielfachen der Kosten und des Zeitaufwandes.

Als zusätzliche Einheiten wurden benötigt: eine Hochspannungsversorgung, ein Tongenerator und ein Meßverstärker für das vorhandene DVM. Eine 30 Volt-Quelle war vorhanden.

Diese Erweiterungen wurden wie auch das oben beschriebene Gerät für den eigenen Bedarf entwickelt. Sie lassen sich aber mit nur einfachen Hilfsmitteln ( z.B. DVM) zuverlässig in Betrieb nehmen. Die Musterexemplare arbeiten jedenfalls zufriedenstellend innerhalb der angegebenen Grenzen ohne daß für ihren Aufbau mehr als ein Digitalvoltmeter benötigt wurde.

4.1 Netzteil mit einstellbarer Anodenspannung

Die aufwendigste Erweiterung ist sicher der Aufbau einer einstellbaren Hochspannungsquelle mit ausreichend kleiner Brummspannung. Diese wurde nicht in der eigenen Bastelstube gebaut. Hier gibt es deshalb nur Hinweise, keine detaillierte Beschreibung.

Da bei den Röhrentests an die Stabilität der Anodenspannung keine übertriebenen Anforderungen gestellt werden, ist der einfachste Weg zweifellos der, eine normale Hochspannungs-Versorgung mit Trafo, Gleichrichter und Siebkette aufzubauen und einen Regeltrafo davorzusetzen. Für die Erzeugung der Heizspannung ist dann allerdings ein gesonderter Trafo nötig. Auch vom Standpunkt der Aufbau- und Betriebssicherheit her betrachtet ist es die beste Lösung. Leider dürfte es aber auch die teuerste Variante sein, wenn der Regeltrafo erst angeschafft werden muß. ( Ein Regeltrafo ist allerdings auch für andere Zwecke gut zu gebrauchen. Für denjenigen, der öfter mal ein selbstgebautes Gerät in Betrieb nimmt oder ein anderes repariert oder restauriert, ist die Anschaffung eines Regeltrafos eine der empfehlenswertesten Maßnahmen. Stichwort: ebay, Funkboerse.)

Bild 5 zeigt einen Schaltungsvorschlag, der auch so ähnlich aufgebaut wurde. Er basiert auf einem bereits vorhandenen Regeltrafo und günstigen Restpostenbauteilen (z.B. 3 Stck. Trafo 230/12V 50W < 3 Euro / Pollin, 10 Stck Elkos 100µ/385V < 3 Euro /Pollin). Gesamtkosten der elektronischen Bauteile mit Ausnahme des Regeltrafos ca. 10 Euro.




Bild 5.



Eine Alternative zum Regeltrafo ist eine einstellbar geregelte Hochspannung. Wer sich so etwas bauen will, sei auf die oben angeführte Website von Steve Bench hingewiesen. Unter der Adresse http://www.members.aol.com/sbench/reg1.html werden verschiedene Regelungs-Schaltungen mit wachsendem Perfektionsgrad vorgestellt. Alle dort vorgestellten Beispiele sollten sich durch Einführung von Potentiometern oder schaltbaren Widerständen im Ausgangsspannungs-bestimmenden Spannungsteiler auf verschiedene Ausgangsspannungen einstellen lassen. Kostenbewußte Wagemutige werden versuchen, die dort verwendeten Röhren durch MOSFETs zu ersetzen.



4.2 Kleiner Tonfrequenzgenerator

Für den Betrieb des Mustergerätes genügt ein kleiner Festfrequenzgenerator. Da dieser auch anderweitig, z.B. als einfacher Prüfgenerator, einsetzbar ist, wurde er nicht ins Gerät integriert, sondern für autonomen Betrieb mit Batteriespeisung ausgelegt. Bild 6. zeigt die Schaltung, Bild 7. und Bild 8. den mechanischen Aufbau.




Bild 6.








Bild 7.




Bild 8.

Wie man sieht, besteht die Schaltung aus einem einfachen Rechteckgenerator, aufgebaut mit einem der vier Schmitt-Trigger-Gatter eines CMOS-Bausteins 4093B. Ein zweites Gatter dient als Pufferstufe, ein drittes erzeugt eine Kalibrierspannung, das restliche Gatter wird nicht benutzt und wie im Schaltbild dargestellt mit den Eingängen auf Masse gelegt. Die erzeugte Frequenz liegt bei 1.8 kHz. Sie ist etwas abhängig von der Betriebsspannung, was in diesem Fall aber keine Rolle spielt.

Dem Rechteckgenerator folgt ein aktives zweipoliges Tiefpassfilter mit einem einfachen Emitterfolger als aktivem Element und einer Grenzfrequenz von etwa 1.5 kHz. Die Grenzfrequenz liegt mit der angegebenen Bestückung so tief, daß auch die Grundfrequenz des Rechteckgenerators schon im Beginn des Sperrbereichs liegt. Dadurch wird eine ausreichende Unterdrückung der Rechteck-Oberwellen erreicht. Die Ausgangsspannung am Emitter ist fast sinusförmig.

Mit einer Batteriespannung von genau 9 Volt sollten sich die angegebenen Ausgangsspannungen +/-10% einstellen. Dazu ist es notwendig, daß die Widerstände R1, R2 , R3 und die Kondensatoren C1, C2, C3 engtoleriert sind, 1% für die Widerstände bzw. 5% für die Kondensatoren. Eine zu hohe Ausgangsspannung bedeutet, daß die vom Rechteckgenerator erzeugte Frequenz zu niedrig ist. Durch Änderung von R1 läßt sich die richtige Ausgangsspannung von 1 Veff am Emitter einstellen. Bei zu hoher Spannung am Ausgang ist diese nicht mehr sinusförmig. Die Spannung von 100 mVeff für das Triodentestgerät wird am (extern angeordneten) 1kOhm-Potentiometer eingestellt. Der 1V-Ausgang ist nicht sehr stark belastbar. Der Außenwiderstand sollte nicht kleiner als ca. 50 kOhm sein.

Einwandfreier Betrieb ist bis zu einer Betriebsspannung von 7.5...8V möglich. Die Betriebsdauer einer 9V-Blockbatterie liegt bei > 200h, sodaß der Aufbau einer Netzspeisung kaum lohnt. (Wer mag schon mehr als 200 Stunden Röhren testen?)



4.3 Meßverstärker 20/40dB

Wie oben erwähnt, ist es ein Nachteil der in Bild 1. vorgestellten Schaltung, daß sie relativ hohe Anforderungen an die Messung von Wechselspannungen stellt. Ein Meßgerät, das alle hier gestellten Anforderungen erfüllt, sollte für die µ-Messung einen genügend hochohmigen Eingangswiderstand ( >= 1 MOhm) haben und Spannungen im Bereich von 1...10Veff bei einer Frequenz von 1..2 kHz messen können. Für die Steilheitsmessung wird kein allzu hochohmiger Eingang benötigt, dafür müssen Spannungen im Bereich von 5...500mVeff erfasst werden können.

Breitbandige sog. AC-Millivoltmeter sind eher selten zu finden und teuer in der Anschaffung. Leider ist es auch nicht ganz einfach, ein brauchbares Gerät dieser Art selbst zu bauen. Wie man so etwas in Röhrentechnik macht, steht hier: http://www.audioantik.de/Mess/RV54.pdf . Für geringere Ansprüche wäre das alte Heathkit AVM (Audio Volt Meter) Typ AV-3 ein weiteres Beispiel .

Gängige mobile Digitalvoltmeter sind in den Wechselspannungsbereichen zumeist genügend hochohmig, haben aber nicht immer einen ausreichend guten Frequenzgang. Ein Schnelltest mit einigen gerade greifbaren Exemplaren ergab, daß die hochwertigen Geräte (Preis > 200 Euro) hier keine Probleme verursachten, einfache Geräte ( in der Preisklasse ab 15 Euro) aber nicht durchgehend verwendbar sind. Die getesteten einfachen DVM z.T. älteren Datums zeigten bei Wechselspannungsmessungen mit 1..2 kHz unterschiedliche Ergebnisse. Das billigste allerdings ( 15 Euro, Pollin) schnitt gut ab. Bei µ-Messungen war es nicht deutlich schlechter als wesentlich teurere, bei Spannungen im 10 mVeff-Bereich allerdings zu ungenau. Auch die eher professionellen Geräte hatten aber mit einem kleinsten Meßbereich von 200 mVeff ein Problem, kleine Spannungen von ca.10 mVeff bei der Steilheits-Bestimmung genügend genau zu messen. Nur ein Gerät mit 5-stelliger Anzeige (> 600 Euro) war hier wirklich brauchbar. Generell erscheint es ratsam, die unteren 10% eines Wechselspannungs-Meßbereichs nicht zu verwenden.

Bemerkungen zum Frequenzgang von DVM siehe Anhang B.

Für ein DVM, das von Eingangswiderstand und Frequenzgang her brauchbar ist, wie das hier verwendete, bleibt dann immer noch das Problem, auch geringe Wechselspannungen um 10 mVeff herum genauer zu messen. Hier ist ein kleiner Vorverstärker notwendig, um die Spannung in den oberen Bereich eines DVM-Wechselspannungsbereichs anzuheben. Für den Röhrentester würde ein Verstärkungsfaktor von 10 (20 dB) bei einem Eingangswiderstand von etwa 10 kOhm und einer Bandbreite von einigen kHz genügen. Setzt man einen modernen Operationsverstärker ein, so lassen sich aber praktisch ohne Mehraufwand auch ein zusätzlicher Verstärkungsbereich von 1:100 (40 dB) und ein Eingangswiderstand von etwa 1 MOhm erzielen. Damit wäre der Vorverstärker deutlich vielseitiger einsetzbar, z.B. für Rausch- und Brumm-Messungen oder als Mikrofonverstärker. Die im Mustergerät verwendete Schaltung zeigt Bild 9.




Bild 9.

Die Schaltung (Bild 9.) zeigt eine einfache Anwendung des Operationsverstärkers LF357. Der LF357 ist ein relativ billiger (< 1 Euro) und leicht erhältlicher Standardtyp. Die Verstärkung wird durch den ausgangsseitig angeschlossenen Spannungsteiler eingestellt. Hier sollten Widerstände mit 1% Toleranz Verwendung finden. Mit dem Schalter kann zwischen einem Verstärkungsfaktor von 20 db und 40 dB gewählt werden. Eingangsseitig ist ein Schutz gegen höhere Spannungsspitzen vorgesehen. Dem dienen der 3.3k Ohm-Widerstand und die beiden Dioden. Die relativ hohe Kapazität der beiden Elkos trägt dazu bei, daß dieser Schutz auch bei abgeschalteter Batterie wirksam ist. Der Eingangskondensator sollte genügend spannungsfest sein für alle vorkommenden Anwendungen (z.B. 400 V). Der Ausgangskondensator ist nur für eine relativ hochohmige Last (DVM) bemessen.

Die maximale abgebbare Ausgangsspannung des Verstärkers ist abhängig von der Batteriespannung, dem Verstärkungsfaktor und der Frequenz. Um sicherzugehen, daß man in keinem Fall in den Übersteuerungsbereich gerät, sollte man einen Wert von maximal 1.0 Veff nicht überschreiten.

Es ist aber ohne weiteres möglich, eine höhere Batteriespanung zu verwenden (z.B. 8 x Mignon oder auch 2 x 9V-Block). Damit ist es immer möglich, eine Ausgangsspannung von 2 Veff und damit z.B. die volle Ausnutzung des 2 V-Bereichs eines DVM zu erreichen. In diesem Fall ist es vorteilhaft, eine Mittelanzapfung der Batterie herzustellen und diese mit der Signalmasse zu verbinden. Die beiden 100 kOhm-Widerstände können dann entfallen. Bei dauerhaft geplantem Netzbetrieb empfiehlt es sich, ein kleines separates Netzteil zu bauen, etwa nach Bild 12. Die benötigte Wechselspannung von 15 V~ kann einem passenden Steckernetzteil entnommen werden.

Der Eingangswiderstand des Vorverstärkers liegt bei 1 MOhm, die Bandbreite beträgt ca. 250 kHz bei 40 dB und ca. 2.5 MHz bei 20 dB Verstärkung. Für genaue Messungen im Audiobereich also gut ausreichend. Statt des LF 357 lassen sich auch vollkompensierte Typen wie LF 356, TL 071 oder LF 411 einsetzen. Die Bandbreite geht dann allerdings um etwa den Faktor 10 zurück (und damit die Meßgenauigkeit bei höheren Frequenzen im Audiobereich). Dafür erhält man eine höhere Sicherheit gegen Eigenschwingungen. Typen ohne Fet-Eingang kommen für diese Anwendung weniger in Frage.

Wegen der unterschiedlichen Erdpunkte ist es übrigens nicht ratsam, den oben beschriebenen Sinusgenerator und den Vorverstärker aus der gleichen 9V-Batterie zu betreiben. Ratsam dagegen ist es, den Verstärker samt Batterie in ein allseitig geschlossenes Metallgehäuse einzubauen, um Einstreuungen zu vermeiden. Im vorliegenden Fall wurde ein kleines, ansprechend lackiertes Blechgehäuse mit modisch abgerundeten Ecken gewählt, s. Bild 10. Die 'Frontplatte' besteht aus einem passend zurechtgeschnittenen Stück Platinenmaterial. Bild 11 zeigt den Innenaufbau.






Bild 10. Vorverstärker Aldi Mk II






Bild 11. Innenausbau

Wie man sieht wurde im Prototyp noch ein Operationsverstärker vom Typ LF157 eingesetzt, der der Bastelkiste entnommen werden konnte. Der empfohlene LF357 DIP unterscheidet sich von diesem nur dadurch, daß er in einem DIP- Plastikgehäuse lebt und einen enger eingeschränkten Bereich der zulässigen Arbeitstemperatur hat.








Bild 12. Alternativer Netzbetrieb für Festfrequenzgenerator und Vorverstärker.









Anhang A.

Für den Röhrentheoretiker läßt sich diese Meßmethode auch aus der sog. 'Generatorgleichung' der Triode herleiten. Diese Herleitung ergibt dann auch gleich noch eine Abschätzung des Meßfehlers.

Die 'Generatorgleichung', eine Umformung der Barkhausenschen Röhrengleichung, lautet:

Ug~ x µ = (Ia~ x Ri) + (Ia~ x Ra ).

darin bedeuten Ug~ die Gitterwechselspannung, Ia~ der durch Ug~ hervorgerufene Anodenwechselstrom, Ri der Röhreninnenwiderstand und Ra der Arbeitswiderstand.

Diese Gleichung besagt nichts anderes, als daß man sich den Verstärkungsvorgang in der Röhre so vorstellen kann: die Gitterwechselspannung Ug~ wird immer mit dem Leerlauf-Verstärkungsfaktor µ verstärkt. Die verstärkte Spannung teilt sich auf in zwei Teilspannungen, einen 'virtuellen' Spannungsabfall am Innenwiderstand der Röhre (Ia~ x Ri) und einen an der Anode meßbaren (und allein nutzbaren) Spannungsabfall am Arbeitswiderstand (Ia~ x Ra) .

Macht man Ra sehr viel größer als Ri , z.B. 100mal so groß, so hat der Term (Ia~ x Ri) auf der rechten Seite nur noch eine Größe von 1% des Terms (Ia~ x Ra) , da ja der Anodenwechselstrom Ia~ in beiden Termen der gleiche ist. Man kann jetzt also mit einem Fehler von nur 1% schreiben:

Ug~ x µ = Ia~ x Ra

oder, wenn man beide Seiten durch Ug~ teilt:

µ = (Ia~ x Ra ) / Ug~

bzw.

µ = Ua~ / Ug~

mit der Anodenwechselspannung Ua~ = Ia~ x Ra und für den Fall, daß Ra >> Ri .

Dies ist nichts anderes als die hier vorgeschlagene Meßmethode für µ. Der Meßfehler, der bei dieser Methode entsteht, hängt also davon ab, wie hoch man den Arbeitswiderstand Ra im Vergleich zum Innenwiderstand Ri der Röhre machen kann.



Anhang B.

Selten findet man Frequenzgang-Angaben für die AC-Bereiche in den Spezifikationen einfacher DVM. Möchte man mit einem solchen Gerät etwa den Frequenzgang seines Endverstärkers ausmessen, so sieht man sich hier der modernen Form des alten 'Schätzeisens' gegenüber.

Nicht jede Bastelwerkstatt ist ausgerüstet, den Frequenzgang eines DVM korrekt auszumessen. Ein einfacher Test mit dem oben beschriebenen kleinen Sinusgenerator kann in einem solchen Fall zumindest teilweisen Aufschluß über die Eignung des verwendeten DVM geben. Der 'Testausgang' ( s. Schaltbild 6) liefert eine symmetrische Rechteckspannung, deren Spitze-Spitze-Wert praktisch der Batteriespannung entspricht solange der Ausgang nicht nennenswert belastet wird (Lastwiderstand > 1 MOhm). Der Effektivwert dieser Spannung ist gleich der halben Batteriespannung. Die Batteriespannung läßt sich leicht und auch mit einem einfachen DVM relativ genau in einem DC-Bereich messen.

Mißt man jetzt die Rechteckspannung im entsprechenden AC-Meßbereich des DVM, so zeigt ein brauchbares Gerät, das echte Effektivwerte mißt, bei einer Batteriespannung von 9.00 Volt also den Wert 4.50 Veff an. Echte (sog. true rms-) Effektivwert-Meßgeräte sind aber im allgemeinen nur in der oberen Preisklasse zu finden. Die meisten DVM bilden von einer Wechselspannung den Mittelwert des Betrages und erzeugen daraus eine Anzeige, die dem Effektivwert entspricht unter der Voraussetzung, daß die Eingangsspannung sinusförmig ist. Um welchen Typ eines DVM es sich bei einem gegebenem Gerät handelt, sollte ein Blick in die Bedienungsanleitung klären.

Mittelwert-Geräte zeigen bei symmetrischen Rechteckspannungen um den Faktor Pi / Wurzel(8) = 1.1107... zuviel an. Brauchbare Mittelwert-Geräte ergeben also bei der gleichen Batteriespannung von 9.00 V eine Anzeige von 4.50 x 1.1107 = 5.00 Veff (theoretisch 4.998.. ). Abweichungen von den theoretisch zu erwartenden Meßwerten sollten sich in der Größenordnung der jeweils spezifizierten Meßgenauigkeit bewegen.

Rechteckschwingungen enthalten ungeradzahlige Oberwellen mit erheblicher Amplitude. Man kann davon ausgehen, daß ein Meßgerät, das beim Rechteck-Test die erwartete Anzeige liefert, bis etwa zur 7. oder 9. Oberwelle der Rechteck-Grundfrequenz einen ausgeglichenen Frequenzgang hat. In diesem Fall also bis etwa 15 kHz. Abweichungen vom erwarteten Meßwert deuten daher auf einen mehr oder weniger großen Frequenzgangfehler hin. Im Prinzip kann jeder AC-Meßbereich einen anderen Frequenzgang haben. Das Testergebnis gilt also streng genommen nur für den jeweils getesteten Bereich.

Ein DVM, das diesen Test besteht, ist auf jeden Fall für den Betrieb mit dem beschriebenen Röhrentestgerät geeignet. Umgekehrt ist es aber nicht so, daß ein Nichtbestehen das Gerät unbrauchbar macht für den Einsatz mit dem Röhrentester, da dieser nur einen glatten Frequenzgang bis ca. 2 kHz benötigt.