Pentoden-SE mit der Röhre 5B/110M
von Frank Kneifel


Ich suchte eine kleine Pentoden-SE-Schaltung mit kleiner Ausgangsleistung an Ra=5,2k.
Da ich ein paar sehr schöne Engländerinnen (5B/110M) bekommen habe, die die Forderungen erfüllen, baute ich damit den Verstärker.

Der Verstärker hat eine abschaltbare Gegenkopplung. Damit die Gesamtverstärkung gleich bleibt, wird mit Abschalten der Gegenkopplung ein Widerstand in den Eingang zugeschaltet.
Der Widerstand R6 ist ein Messwiderstand um den genauen Anodenstrom einstellen zu können.
Da die maximale Schirmgitterspannung der 5B/110M bei 150V liegt, kann ich das Schirmgitter nicht an die Betriebsspannung legen. Das Netzteil ist mit Transistoren aufgebaut und es kommen konstante 260V und 150V raus.
Sonst entspricht die Schaltung einer ganz normalen 2stufigen Pentodenschaltung.

Wie habe ich die Bauteilewerte bestimmt?
Bei der Planung fängt man von Hinten an.
Also habe ich mir als erstes das Diagramm der 5B/110M vorgenommen und auf Übersichtlichkeit umformatiert.

So sieht das ursprüngliche Diagramm aus.


Nach der Umformatierung lässt sich eine Kennlinie bedeutend besser einzeichnen.



Jetzt kann ich mich an die Arbeit machen. In das Datenblatt wird der Arbeitspunkt für 5,2k gesucht.
Ich gehe nach der Faustformel
.
Danach sind die Verzerrungen am niedrigsten (relativ lineare Kennlinien vorausgesetzt), wenn die Anodenspannung Ua und der Anodenstrom Ia dem Lastwiderstand Ra entsprechen.
Da aber weder Ua noch Ia bekannt sind, rechne ich erst mal Ua über die bekannten Parameter Pa max und Ra aus.
.
Die maximale Anodenverlustleistung der 5B/110M beträgt Pa max = 11W, der Ra ist mit 5,2k vorgegeben.
Dann kann die Rechnerei losgehen.
,
Ich nehme Ua = 235V. So bin ich etwas unter der maximalen Anodenverlustleistung.

Der Anodenstrom Ia berechnet sich dann ganz einfach aus der nach Ia umgestellten Faustformel
, .

Jetzt habe ich alle benötigten Werte (Ua, Ia und Ra) für die Arbeitsgerade vorliegen und diese werden in das Datenblatt eingetragen.



Der Arbeitspunkt ist mit Ua = 235V und Ia = 45mA festgelegt. Die Arbeitsgerade ergibt aus den zwei Fällen "Röhre leitet zu 100%" und "Röhre sperrt zu 100%".

Erst fällt es auf, dass ich die Kennlinie von 0V bis 470V ziehe, warum?
Im Ausgangsübertrager wird im magnetischen Feld Energie gespeichert. Diese Energie wird anhand einer Spannung bei Stromänderungen abgegeben. Diese Induktionsspannung kann den Wert der Anodenspannung erreichen. Deshalb ziehe ich die Arbeitgerade zwischen 0V und 2 * Ua.

Der Fall 1 "Röhre leitet zu 100%":
Wenn die Röhre vollständig leitet, also einem Widerstand von entspricht, fällt die ganze Spannung am Übertrager ab und es fließt der maximale Strom.
Daraus ergibt sich bei 0V Ua
, = 0,09A

Der Fall 2 "Röhre sperrt zu 100%"
Wenn die Röhre vollständig sperrt, also einen Widerstand von entspricht, fällt die ganze Spannung an ihr ab und es fließt kein Strom.
Daraus ergibt sich, dass bei Ia = 0A eine Spannung von Ua max = 470V vorliegt.

Mit diesen Werten kann ich jetzt die Arbeitsgerade einzeichnen.
Anhand der eingezeichneten Werte kann ich auch die benötigte negative Gittervorspannung ablesen, bei der sich der gewünschte Arbeitspunkt ergibt. Für Ua = 235V und Ia = 45mA wird eine Gittervorspannung von Ug = -5V (gegenüber der Katode) benötigt.

Die negative Gittervorspannung erzeuge ich, indem ich das Gitter über einen Widerstand auf Masse lege und die Katode durch einen Widerstand positiver als die Masse mache.
Da die Katode 5V positiver als die Masse sein muss und dabei ein Ia = 45mA fließen, habe ich die Daten um den Katodenwiderstand zu berechnen.
Aber halt, über die Katode fließen der Anodenstrom und der Schirmgitterstrom.
Also muss ich erst den Schirmgitterstrom ermitteln und mit dem Anodenstrom addieren.

Diagramm zum Schirmgitterstrom:



Aus dem Diagramm zum Schirmgitterstrom ergibt sich, dass bei Ua = 235V und Ug = -5V ein Schirmgitterstrom von ca. 8,5mA fließen.

Der Katodenstrom ergibt sich aus
Ia + Ig2 = Ik, 0,045A + 0,0085A = 0,0535A.

Es fließt ein Katodenstrom von 53,5mA durch den Katodenwiderstand.

Da eine Spannung von 5V am Katodenwiderstand abfallen soll, haben wir jetzt alle Daten um den Widerstand zu berechnen.
,

Der Katodenwiderstand muss einen Wert von haben, damit sich bei einem Katodenstrom von IRk = 53,5mA ein Spannungsabfall von URk = 5V einstellt.
Zum Feinabgleich nehme ich ein -Poti mit einem -Widerstand in Reihe.

Jetzt kommt der Katodenkondensator, der den Katodenwiderstand wechselstrommäßig kurzschließt. Als frequenzbestimmendes Glied legt der Übertrager die untere Grenzfrequenz fu = 20Hz fest
Ich nehme die Faustformel Rc = 0,1 * Rk , daraus ergibt sich
,
ich nehme den nächst höheren verfügbaren Wert mit 1000µF.

Da im Datenblatt keine Angaben zu einem minimalen Gitterableitwiderstand angegeben sind, werde ichnehmen.

Die Betriebsspannung UB berechnet sich aus der Anodenspannung, Spannungsabfall am Ausgangsübertrager und dem Spannungsabfall am Katodenwiderstand.
Ich habe eine Anodenspannung Ua = 235V, einen Spannungsabfall von ca. 20V am Übertrager und einen Spannungsabfall von 5V am Katodenwiderstand.
Meine Betriebsspannung muss daher 260V betragen.

Die Werte für die Endpentode sind soweit ausgerechnet.

Jetzt kommt die Dimensionierung der Treiberstufe an die Reihe.

Aus dem Diagramm der 5B/110M mit der eingezeichneten Arbeitsgerade geht hervor, dass die Treiberstufe am Gitter für Vollaussteuerung braucht.
Das macht Ueff = 3,54V.
Da meine Quellen minimal Ueff = 0,2V liefern, braucht die Treiberstufe nur eine Verstärkung von knapp 10 haben.
Ich habe die Triode EC86 gewählt, da sie ideale Werte für meine Bedürfnisse hat und sie in größeren Mengen in meinem Fundus sind. Sie hat z.B. ein µ = 68. Damit komme ich auf eine Verstärkung von weit mehr als die benötigten Faktor 10 und habe noch genug Luft für eine Gegenkopplung.
Um die Treiberröhre besser von der Betriebsspannung zu entkoppeln, kommt noch ein Widerstand und Siebelko dazu.
Die Betriebsspannung Ub der Treiberstufe lege ich auf 220V fest. Den dazu passenden Vorwiderstand kann ich erst ausrechnen, wenn ich den mittleren Strom aus dem Datenblatt ermittelt habe.

Hier das Diagramm der EC86 bzw. PC86 mit eingezeichnetem Arbeitspunkt und eingezeichneter Arbeitsgerade.

Ich habe eine Arbeitsgerade gesucht, wo bei einem Arbeitspunkt von Ug = -1,5V eine gleichmäßige Aussteuerung zu beiden Richtungen ergibt.
Bei einer Gittervorspannung von Ug = -1,5V ergibt sich mit der gewählten Arbeitsgerade eine Anodenspannung von Ua = 140V und Anodenstrom Ia = 5,5mA.
Wird die Gittervorspannung -1V, ändert sich die Anodenspannung auf 115V, Spannungsänderung beträgt -25V.
Wird die Gittervorspannung -2V, ändert sich die Anodenspannung auf 165V, Spannungsänderung beträgt +25V.
In diesem Bereich arbeitet die Triode linear und es sind wenig Verzerrungen zu erwarten.

Mit diesen Daten lassen sich die Werte vom Katoden- und Anodenwiderstand ausrechnen.
Aus der Arbeitsgerade ergibt sich, dass bei vollständig leitender Röhre (entspricht einem Widerstand von) die Betriebspannung Ub = 220V abfällt und der maximale Strom von 14,5mA fließt.
Daraus berechnet sich der Anodenwiderstand
,
Ich nehme den nächsten Wert mit 15k.
Normalerweise müsste der Eingangswiderstand der folgenden Stufe parallel zum Anodenwiderstand gerechnet werden. Da aber der Eingangswiderstand der nachfolgenden Stufe um den Faktor 31 größer als der Anodenwiderstand ist, kann das vernachlässigt werden.

Der Katodenwiderstand zur automatischen Gittervorspannungserzeugung berechnet sich aus der negativen Gittervorspannung von –Ug = 1,5V und dem fließenden Anodenstrom (der bei einer Triode gleich dem Katodenstrom ist) Ia = 5,5mA.
Daraus berechnet sich der Katodenwiderstand
,
Ich nehme den nächsten Wert mit 270.
Der Gitterableitwiderstand ist im Datenblatt mit maximal 1M angegeben, ich nehme wieder 470k.

Somit sind auch die Widerstandswerte der Treiberstufe ermittelt.
Da jetzt der durchschnittliche Strom bekannt ist, kann der Vorwiderstand Rv für die Betriebsspannungsentkopplung berechnet werden.
Bei einer Betriebsspannung UB = 260V für die Endpentode und einer Betriebsspannung von Ub = 220V müssen 40V bei Ia = 5,5mA an dem Widerstand abfallen.
Daraus berechnet sich der Vorwiderstand
, .
Ich nehme den nächst kleineren Wert aus der E12-Reihe mit 6,8k.
Der Siebkondensator sollte einen Tau-Wert ()im Sekundenbereich haben.
= C * R
Die Vorstufe entspricht dem Widerstandswert für R. Bei 220V und 5,5mA entspricht das einem Widerstandswert von 40k, daraus ergibt sich
,
Ich nehme 22µF, da mit 1 Sekunde recht großzügig dimensioniert ist.

Jetzt komme ich zu den Koppelkondensatoren.
Die Koppelkondensatoren bilden einen Hochpass und je größer der Koppelkondensator, umso kleiner ist die untere Grenzfrequenz.
Man könnte jetzt den Koppelkondensator einfach sehr groß machen, dann übertragen halt die Verstärkerstufen von fast 0Hz an.
Aber es gibt einige Dinge, warum das nicht gut für das Übertragungsverhalten des Verstärkers ist.
  1. Lautsprecher haben eine untere Grenzfrequenz. Unterhalb dieser Grenzfrequenz bewegt sich zwar die Membran, es wird aber so gut wie keine Schallleistung abgegeben. Wozu soll ich also Energie in etwas stecken, was man nicht hört und evtl. die Endstufe frühzeitig in die Übersteuerung treibt.
  2. Der Übertrager hat durch seine Kerngröße, Kernmaterialien, Windungszahlen usw. eine untere Grenzfrequenz. Warum soll ich den Übertrager primärseitig mit tiefen Frequenzen belasten, wenn sekundärseitig so gut wie nichts davon rauskommt. Diese verschwendete Energie, die nur den Kern frühzeitig in die Sättigung treibt, verwende ich doch lieber in dem Bereich, wo ich was von habe, also höre.
  3. Die Größe der Kondensatoren einen Einfluss auf den Phasenverlauf der Verstärkerstufe haben. Genauer wird der Einfluss von Menno van der Veen behandelt. Da gehe ich aber nicht genauer drauf ein, es würde den Rahmen der Berechnung sprengen.

Meine Lautsprecher gehen nur bis 50Hz runter. Evtl. werde ich auch mal andere Lautsprecher anschließen, tiefer als 30Hz ist aber sehr unwahrscheinlich.
Die Übertrager sind groß dimensioniert und aus dem Datenblatt lässt sich ein -3dB-Punkt bei 20Hz ablesen.
Das Übertragungsglied mit der höchsten unteren Grenzfrequenz bestimmt die Wahl der Kondensatoren, in dem Fall ist der Lautsprecher mit fu = 30Hz der bestimmende Faktor.

Die Formel zur Berechnung lautet

C ist hierbei der Koppelkondensator, Raus der Ausgangswiderstand der vorherigen Stufe und Ri der Eingangswiderstand der folgenden Stufe.
Ist die vorherige Stufe eine Röhrenstufe in Katodenbasisschaltung, errechnet sich der Ausgangswiderstand Raus aus dem Innenwiderstand der Röhre parallel zum Anodenwiderstand.
Meine Musikquelle hat im Verhältnis zum Eingangswiderstand Re einen sehr kleinen Ausgangswiderstand Raus.
Der Ri meiner Eingangsstufe beträgt 470k, der Ausgangswiderstand beträgt unter 50k.
Somit kann ich den Ausgangswiderstand vernachlässigen, da er sich in der Dimensionierung nur geringer auswirken würde wie die Toleranz des Kondensators.
Also stelle ich die oben angegebene Formel nach C um und lasse Raus weg. Das ergibt
,

Der nächst höhere Wert wäre 15nF, den habe ich aber nicht vorrätig. Der nächste Wert wäre 22nF. Dann wäre f-3dB = 15Hz. Ich kann jetzt den Gitterableitwiderstand kleiner machen für C = 22nF oder größer für C = 10nF.
Ich wähle C = 10nF und berechne daraus den Gitterableitwiderstand der Röhren.
,
Der nächst höhere Wert wäre 560k. Der maximale Gitterableitwiderstand ist damit nicht überschritten.

Jetzt habe ich weiter oben den Katodenkondensator der Endpentode auf 20Hz berechnet. Das hat auch seinen Sinn.
Die Gegenkopplung versucht jeder Abweichung des Ausgangssignals zum Eingangssignal entgegenzuwirken.
Deshalb bekommt auch nur der erste Kondensator C1 den für 30Hz berechneten Wert, die Grenzfrequenz des zweiten Kondensators C2 wird weit nach unten gesetzt. Also verzehnfache ich den Wert ganz einfach.

Die Spannungsverstärkung dieser Stufe kann aus dem Datenblatt abgelesen werden. Bei einer Änderung der Gitterspannung ändert sich die Anodenspannung.
Die Spannungsverstärkung beträgt
,
Dieser Verstärkungsfaktor ergibt sich aber nur bei einem mit Kondensator überbrückten Katodenwiderstand.
Da der Katodenwiderstand wegen Rückkopplung nicht überbrückt ist, habe ich zugleich eine Stromgegenkopplung. Dadurch wird der Kennlinienverlauf linearer, die Verstärkung nimmt ab und der Innenwiderstand der Röhre wird größer.
Die mit Stromgegenkopplung vorhandene Verstärkung errechnet sich aus

Bis auf Ri (Innenwiderstand der Triode) sind alle Werte bekannt. Also schnell Ri ermitteln.
Der Ri kann anhand der Steigung der Kennlinien ermittelt werden.

Ich zeichne bei meinem gewählten Arbeitspunkt (140V, 5,5mA) jeweils eine Gerade senkrecht und waagerecht zu den benachbarten Gitterkennlinien.
Daraus kann ich dann die Verstärkung µ und die Steilheit S ableiten.


Die Verstärkung µ ergibt sich aus der Anodenspannungsänderung geteilt durch die Gitterspannungsänderung im Arbeitspunkt.
,
Die Steilheit S ergibt sich aus der Anodenstromänderung geteilt durch die Gitterspannungsänderung im Arbeitspunkt.
,
Der Innenwiderstand berechnet sich dann aus
,
Man kann den Innenwiderstand aber auch direkt aus dem Diagramm ermitteln. Dazu wird eine Kennlinientangente im Arbeitspunkt (140V, 5,5mA) gezogen und der Ri lässt sich aus den Werten berechnen.


,
Jetzt habe ich zwei unterschiedliche Ergebnisse.
Ich würde aber sagen, dass das zweite Ergebnis wegen der Zeichen- und Ablesefehler etwas mehr vom tatsächlichen Wert abweicht.
Im Datenblatt selber ist aber ein Diagramm mit dem Ri angegeben und da lese ich bei Ia = 5,5mA einen Ri = 6,5k ab. 6,7k habe ich nach der ersten Variante ermittelt.
Die erste Variante wird damit als die verlässlichere Ermittlungsart bestätigt.

Jetzt kann ich mich wieder auf die Verstärkung mit Katodenwiderstand stürzen.
,
Die Verstärkung mit ungebrückten Katodenwiderstand ist Vu’ = 24,8.
Die Verstärkung geht zwar runter, die Kennlinien werden damit aber noch linearer. Im Vorfeld habe ich schon ermittelt, dass die Treiberstufe optimal linear arbeitet. Geringe Abweichungen lassen sich aber nicht ablesen und Toleranzen gibt es auch noch. Mit dieser Maßnahme werden diese Einflüsse und Abweichungen minimiert.

Mit dieser Verstärkung der Treiberstufe ist noch genug Luft für eine Gegenkopplung.
Die Gegenkopplung könnte ich jetzt auch berechnen. Ich habe aber bei einfach mit einem Poti solange die Gegenkopplung verstärkt, bis ich das gewünschte Gesamtverstärkungsverhältnis erreicht habe. Den Widerstandswert des Potis ausgemessen und durch einen Festwiderstand ersetzt. Mit dem kleinen Kondensator parallel zum Gegenkopplungswiderstand erfolgte dann die Feinabstimmung bei hohen Frequenzen.
Somit habe ich jetzt alle relevanten Bauteilewerte ermittelt.

Nach dem Aufbau und ein paar Messungen ergeben sich evtl. noch ein paar Feinanpassungen. Im Großen und Ganzen sollten aber alle Werte passen.

Nach dem Aufbau und mehreren Messungen hat sich herausgestellt, dass nach einem Röhrenwechsel der Ruhestrom (Arbeitspunkt) neu eingestellt werden muss.
Deswegen habe ich mich entschlossen, den Katodenwiderstand durch eine einstellbare Konstantstromquelle mit LM317 zu ersetzen.
Von der Funktion der Endröhre macht das keinen Unterschied, es entfällt nur das Nachstellen des Ruhestroms nach Röhrenwechsel oder durch Alterung der Röhre.


Als zusätzliche Bauteile sind nur das IC1 und R10 dazugekommen. Als Bedingung der Funktion muss der Spannungsabfall am Kathodenwiderstandersatz mindestens 4,25V betragen. 3V Spannungsabfall braucht der LM317 zum arbeiten und 1,25V fallen über R5 ab.
In dieser Schaltung beträgt der Spannungsabfall 5V. Damit bin ich auch der sicheren Seite. Zur Not könnte ich auch einen LowDrop-Spannungsregler einsetzen. Da wäre der benötigte Spannungsabfall über das IC nur noch 1V. Ich kann aber den günstigen LM317 einsetzen.
Einmal eingestellt bleibt der Ruhestrom (Arbeitspunkt) immer konstant.

Hier der Schaltplan des Netzteils. Durch den Halbleiteraufbau lässt sich durch Ändern der Zehnerdioden relativ problemlos die benötigte Ausgangsspannung einstellen. Im zweiten Zweig wird die Schirmgitterspannung auf 150V stabilisiert.


Jetzt ein paar Bilder der Endstufe.
Hier ist das Gehäuse in Rohform.



Das Gehäuse habe ich bei "Metal made for you" herstellen lassen. Der Preis ist nicht zu hoch und die Qualität der Arbeit sehr gut.

Hier ist der Einbau der Transformatoren, Fassungen und Schalter zu sehen. Die Heizspannung habe ich auch schon verlegt.



Hier der fertige Aufbau der Endstufe. Das Netzteil ist mit Abstandsbolzen unter dem Netztrafo befestigt. Die gesamte Verdrahtung ist mit massivem Schaltdraht ausgeführt. Die 230V-Verbindungen sind auch verdrillt und zusätzlich mit Schrumpfschlauch überzogen.



Hier die Frontansicht.



Und die Ansicht von oben.


In Kapitel 2 folgt die Messung der Endstufe an einem Messwiderstand und an einem realen Lautsprecher.

Gruß und viel Freude beim Nachbauen :

Frank.

____________________________________________________________________________________

C-Kondensator
Ck-Katodenkondensator
f-Frequenz
f-3dB-Grenzfrequenz, bei dieser Frequenz ist der Pegel um 3dB geringer als der durchschnittliche Pegel.
fu-untere Grenzfrequenz
Ia-Anodenstrom
Ik-Katodenstrom
IRk-Katodenwiderstandsstrom
Pa-Anodenverlustleistung
Pa max-maximale Anodenverlustleistung
-Zahl Phi (3,1415927)
Ra-Anodenwiderstand
Raus- Ausgangswiderstand
Rc-Widerstand des Kondensators bei einer bestimmten Frequenz
Re-Eingangswiderstand
Ri-Innenwiderstand der Röhre
Rk-Katodenwiderstand
Rv-Vorwiderstand
S-Steilheit der Röhre
Ua-Anodenspannung
Ub-Betriebsspannung nach Vorwiderstand
UB-Betriebsspannung
Ueff-Effektivspannung
Ug-Gitterspannung
Ug2-Schirmgitterspannung
µ-Verstärkungsfaktor der Röhre
Vu-Spannungsverstärkung

1 Röhren-NF-Verstärker Praktikum“ von Otto Diciol, ISBN 978-37723-5190-7, S. 33
2 Röhren-NF-Verstärker Praktikum“ von Otto Diciol, ISBN 978-37723-5190-7, S. 48
3 High-End-Röhrenverstärker“ von Menno van der Veen, ISBN 978-3-89576-182-9, Kapitel 4

Zurück zur Hauptseite