Frequenzversorgung für KW-Empfänger nach dem PLL-Prinzip von Peter Treytl

Frequenzversorgung für KW-Empfänger nach dem PLL-Prinzip
- von Peter Treytl

1. Einleitung
Seit bald fünfzig Jahren schwebte mir als Entwicklungsprojekt der Bau einer hochstabilen Frequenzversorgung nach dem PLL-Prinzip für Kurzwellenempfänger vor. Ermutigt durch die Verfügbarkeit preiswerter Nuvistoren aus dem Nachlaß der NVA habe ich mich vor kurzem nach Eintritt in den Ruhestand daran gemacht, meinen Traum zu verwirklichen.
Dabei ist ein Gerät entstanden, das in seinen Leistungsdaten durchaus mit moderner Transistor-Technik mithalten kann.

2. Anforderungen
Die Frequenzversorgung wurde für einen KW-Doppelsuper mit einem Empfangsbereich von 2 - 14 MHz ausgelegt. Dieser wird in sechs jeweils 2MHz breite Einzelbänder aufgeteilt, die sich am unteren und oberen Ende um jeweils 100kHz überlappen.
Die erste ZF soll bei 10,7 MHz liegen. Der Oszillator für die zweite ZF bei 470 kHz ist als fest abgestimmter Quarzoszillator nicht Bestandteil dieser Schaltung.
Zur Ansteuerung des ersten Mischers im Empfänger, einem Balancemodulator, muß die Frequenzversorgung folglich ein Signal im Frequenzbereich von 12,6 - 24,8 MHz mit einem Pegel von mindestens 10 dBm bei einem Innenwiderstand von 50 Ω und einem Nebenwellenabstand von > 45 dB erzeugen.

3. Konzept
In Röhren-Zeiten wurde das vorliegende Schaltungskonzept von der Industrie bei Spitzenempfängern, wie z.B. Rohde & Schwarz, EK07, angewendet [1]. Dahinter steht die Idee, den hochfrequenten (12,6 - 24,8 MHz) und damit vergleichsweise instabilen Bandgenerator an einen niederfrequenten und daher wesentlich stabileren VFO (2,6 - 4,8 MHz) quarzgenau anzubinden.

Das Prinzip ist im Blockschaltbild dargestellt. Ein in sechs Bereichen umschaltbarer und gemeinsam mit einem niederfrequenten VFO abstimmbarer Bandgenerator wird mittels einer Reaktanzröhre über eine PLL synchronisiert. Dieses Konzept bietet folgende Vorteile:

- Treffsicherheit und Konstanz des hochfrequenten Bandgenerators entsprechen praktisch der des wesentlich stabileren VFO. Es kann deshalb eine relativ hohe erste ZF gewählt und damit die Spiegelfrequenzfestigkeit erhöht werden.

- In allen sechs Empfangsbändern erfolgt die Abstimmung mit der selben Skala. Der Abstand der einzelnen Bänder zueinander ist quarzgenau.

Im folgenden sei die Funktionsweise genauer beschrieben:
Das Signal des in sechs Frequenzbändern umschaltbaren Bandgenerators wird zunächst im Breitbandverstärker auf einen Pegel von etwa 10 dBm gebracht und anschließend mit einer ebenfalls in sechs Stufen umschaltbaren Festfrequenz eines Quarzoszillators (XTLO) mittels eines Balancemischers auf die Frequenz des VFO heruntergemischt. Das Mischprodukt wird nach Filterung und Verstärkung in einem weiteren Balancemischers mit der Phase des VFO verglichen.
Das Ablagesignal Ur regelt über die als variable Kapazität wirkende Reaktanzröhre das Ausgangssignal des Bandgenerators so nach, daß die Phasendifferenz zu Null wird. Treffsicherheit und Konstanz des VFO werden damit auf den Bandgenerator übertragen.
Auch das Phasenrauschen des hochfrequenten Signals wird erheblich reduziert.

Den Frequenzplan zeigt die folgende Tabelle. Der Empfänger soll den Bereich von 1,9 MHz bis 14,1 MHz abdecken. Bei einer Zwischenfrequenz von 10,7 MHz muß dann der Bandgenerator einen Frequenzbereich von 12,6 MHz bis zu 24,8 MHz überstreichen, wobei der VFO im Frequenzbereich von 2,6 MHz bis zu 4,8 MHz arbeitet.

Die Skala des Drehkondensators ist mit -0,1...0...1...2..2,1 MHz und entsprechender Feinskalierung beschriftet, die Stellungen des Band-Selektors mit 2, 4, 6, 8, 10 und 12 MHz. Die gewählte Empfangsfrequenz ergibt sich als Summe der Einstellungen von Band-Selektor und Drehkondensator.

Band Empfangsfrequ. XTLO Frequenz VFO Bandgenerator ZF

MHz MHz MHz MHz MHz

1 1,9 2,0 - 4,0 4,1 10 2,6 2,7 - 4,7 4,8 12,6 12,7 - 14,7 14.8 10,7

2 3,9 4,0 - 6,0 6,1 12 2,6 2,7 - 4,7 4,8 14,6 14,7 - 16,7 16,8 10,7

3 5,9 6,0 - 8,0 8,1 14 2,6 2,7 - 4,7 4,8 16,6 16,7 - 18,7 18,8 10,7

4 7,9 8,0 -10,0 10,1 16 2,6 2,7 - 4,7 4,8 18,6 18,7 - 20,7 20,8 10,7

5 9,9 10,0 -12,0 12,1 18 2,6 2,7 - 4,7 4,8 20,6 20,7 - 22,7 22,8 10,7

6 11,9 12,0 -14,0 14,1 20 2,6 2,7 - 4,7 4,8 22,6 22,7 - 24,7 24,8 10,7

Die Schaltung besteht aus fünf Baugruppen, die in drei verzinnte TEKO Triplate RF-Stahlblechgehäuse eingebaut wurden. Die Verbindung der Baugruppen untereinander und die Verbindung zur Außenwelt erfolgt mit SMA-Steckverbindern in 50Ω-Technik. Für die einzelnen Baugruppen wurden Platinen angefertigt. Auf die Verwendung von Halbleiter-Bauelementen wurde weitestgehend verzichtet. Ausnahme: Das Stromversorgungsgerät für Heiz-, Anoden- und Hilfsspannungen wurde nach heutigem Stand der Technik realisiert.
An Röhren wurden die russischen Nuvistoren 6C52H (6S52N) [2], 6C51H (6S51N) [3] und die Subminiaturröhre 6Ж5Б (6SH5B) [4] eingesetzt.
Die 6C52H ist eine steile Triode, die der Philips-Röhre 7895 entspricht.
Die 6C51H entspricht der 7586. Sie weist bei etwa gleich großer Steilheit wie die 6C52H einen kleineren Innenwiderstand und einen niedrigeren Verstärkungsfaktor μ auf.
Die 6Ж5Б ist eine Breitband-Pentode mit einer Steilheit von 10mA/V.
Alle Röhren werden bei einer Spannung von 6,3V indirekt mit Gleichstrom geheizt.

Kopfzerbrechen bereitete zunächst der Drehkondensator. Im Hinblick auf eine hohe Spiegelfrequenzsicherheit sind zwei abgestimmte Bandfilter im Eingang wünschenswert. Das ergibt vier Pakete und jeweils ein weiteres Paket für den Bandgenerator und den VFO. Da anders nicht zu beschaffen, wurde ein solcher Drehkondensator aus zwei dreifach-Präzisions-Drehkondensatoren von Oppermann zusammengebaut, die ursprünglich für den Einsatz in einem Weltempfänger von Grundig vorgesehen waren. Dazu wurden zunächst die Abstimmpotentiometer entfernt, sowie vom zweiten Drehkondensator der komplette Feintrieb. Das Endblech des Rahmens dieses Drehkondensators wurde soweit abgefräst, daß die Achsen mittels eines präzise angefertigten Achsverbinders gekoppelt werden konnten. Beide Drehkondensatoren wurden auf eine 5mm starke Alu-Grundplatte geschraubt, der zweite mittels zweier Madenschrauben und Druckkugeln justierbar.
Die Bilder zeigen das besser als jede langatmige Beschreibung. In der Grundplatte befinden sich außerdem sechs M4 Gewindebohrungen zur stabilen Befestigung.

Das letzte Bild zeigt die Ansicht in Richtung des justierbaren Drucklagers. Der Al-Block ist aus Stabilitätsgründen mit der Grundplatte verstiftet, verschraubt und zusätzlich mit Zweikomponentenkleber fixiert.
Nach entsprechender Justage war der Gleichlauf aller sechs Pakete nicht schlechter als der der Einzelpakete eines einzigen Drehkondensators.
Für die Messungen wurde an der Achse eine Skalenscheibe mit 100 Skalenteilen, entsprechend einem Drehwinkel von 90°, angebracht.

Die Abstimmung kann nun entweder durch den am ersten Drehkondensator belassenen Feintrieb, oder, wenn ein Antrieb mit höherer Präzision vorgesehen wird, direkt über die 6mm starke Achse der Drehkondensatoren erfolgen. In diesem Fall kann der Feintrieb natürlich abgebaut werden.

Zur Analyse der Realisierbarkeit der Schaltung wurde zunächst der Gleichlauf zwischen VFO und Bandgenerator rechnerisch simuliert. Das zugrundeliegende Ersatzschaltbild enthält die Serienkapazität C23, die Kapazität des Koaxialkabels (15pF), den Drehkondensator C, die Trimmer CT mit den Parallelkondensatoren CN, die Schaltungskapazität CS, in der alle weiteren kapazitiven Belastungen zusammengefaßt sind, sowie die Induktivitäten LN. Die Ergebnisse zeigen, daß mit einem einzigen Serien- (Verkürzungs-) kondensator von 1000pF (VFO) bzw. 82pF (Bandgenerator) und entsprechenden Trimmern ein Gleichlauf zwischen beiden Generatoren von besser als +80/-70 kHz erreicht werden kann. Diese Differenz wird von der Reaktanzstufe problemlos ausgeregelt.

Von Interesse ist außerdem der vom Plattenschnitt bestimmte Frequenzverlauf. Im vorliegenden Fall sind insbesondere an den Bandgrenzen Abweichungen vom linearen Verlauf feststellbar, die sich aber innerhalb akzeptabler Grenzen halten:

4. Der Bandgenerator
Das Prinzipschaltbild verdeutlicht die Funktion der Oszillatorschaltung. Die Oszillatorfrequenz wird von der umschaltbaren Induktivität L, dem Drehkondensator C in Reihe mit C23 und dem umschaltbaren Trimmerkondensator CT bestimmt. Zusätzlich kann der Schwingkreis über C6 geringfügig von einer Reaktanzröhre, einer als Kapazität wirkenden Triode, elektrisch verstimmt werden. Röhre V2 arbeitet in Anodenbasis-Schaltung mit einer Verstärkung von < 1. Ihr Ausgangswiderstand von 1/S entspricht in etwa dem Eingangswiderstand der Gitterbasisstufe V1, die das Signal verstärkt und gleichphasig an den Schwingkreis zurückführt. Die Röhre V4 entkoppelt den Schwingkreis von der Last. Der Übertrager Tr1 speist zwei Ausgänge mit einer Impedanz von jeweils 50Ω.

Prinzip und Ausführung der Reaktanzstufe zeigt das folgende Bild:

In der gewählten Schaltung wirkt die Röhre wie eine Kapazität der Größe C_R= R·C·S {1} wobei R = R8, C = C22 und S die Steilheit der Röhre in dem durch die Regelspannung Ur eingestellten Arbeitspunkt bedeuten. Die Zuführung der Anodenspannung erfolgt über die Drossel L3. Durch die Dioden D1 und D2 wird die Kathode gleichstrommäßig soweit vorgespannt, daß die Mitte der Regelkennlinie bei etwa Ur = 0V liegt.
Die Abhängigkeit der Steilheit S von der Regelspannung Ur für die verwendete Röhre 6C52H zeigt das nachstehende Bild.

Daraus läßt sich unter Zuhilfenahme des Zusammenhangs {1} die Änderung der Kapazität an der Röhre und daraus wiederum mit Hilfe des Ersatzschaltbildes die Kapazität Cx errechnen, die am Schwingkreis bei einer bestimmten Regelspannung wirksam wird.

Parallel zur eigentlichen Reaktanz C_R liegen die Ausgangskapazität der Röhre Ca, der Kondensator C22 in Reihe mit ihrer Eingangskapazität Ce und die Verdrahtungskapazitäten. Dieser Parallelschaltungskomplex ist mit C6 an den Schwingkreis angekoppelt. Die Kapazitätsänderung wird also nur in abgeschwächter Form an den Schwingkreis weitergegeben.

Im Bild sind der Verlauf von C_R und Cx dargestellt, wie er sich aus der Rechnung ergibt. Die Übereinstimmung mit den aus der gemessenen Verstimmung rückgerechneten Werten ist besser als 10% und damit überraschend gut.
Im Zusammenwirken mit dem Bandgenerator ergibt sich das im nachstehenden Bild dargestellte Regelverhalten. Dabei ist zu berücksichtigen, daß mit zunehmender Regelspannung die Steilheit und damit auch die Kapazität zunehmen und folglich die Frequenz sinkt. Umgekehrt steigt die Frequenz mit abnehmender Regelspannung.
Der Grafik kann auch entnommen werden, welches Δf zwischen VFO, XTLO und Bandgenerator maximal ausgeregelt werden kann. Die Regelsteilheit nimmt bei einer Regelspannung von -750 mV sehr stark ab. Der praktisch nutzbare Bereich liegt zwischen -500 und +750 mV. Bei einer Regelspannung über 500 mV steigt der Anodenstrom allerdings bereits stark an. Das führt zu einer stärkeren Bedämpfung des Schwingkreises über den Innenwiderstand der Reaktanzröhre. Damit ist im niedrigfrequenten Band 1 eine Nachstimmung von etwa +/- 200 kHz und im höchstfrequenten Band 6 um etwa +/-300kHz möglich. Die hierfür erforderliche Regelspannung kann vom Phasendetektor (Balancemischer RAY-3 von Mini Circuits [5]) ohne weitere Nachverstärkung aufgebracht werden.

Das vollständige Schaltbild des Bandgenerators zeigt das folgende Bild.

Bei einer Regelspannung von UR = 0V stehen an jedem der beiden Ausgänge des Bandgenerators Signale mit einem Pegel zwischen 3,1 und 4,4 dBm an 50Ω zur Verfügung.

Der Abstand zur ersten Oberwelle ist besser als 25dB.
Die Schaltung ist auf einer einseitig kaschierten Platine aufgebaut. Die Kondensatoren zum Abblocken unerwünschter HF-Spannungen auf den Heiz-Leitungen sind direkt auf die Sockel-Anschlüsse aufgelötet. Die Metallgehäuse der Röhren sind mittels eines 4mm breiten Weißblechstreifens, der zu einer Hülse von etwa 9mm Durchmesser gebogen wurde und einem kurzen Drahtstück mit Masse verbunden.
Als Kanalschalter wurde ein Miniaturdrehschalter mit vier Ebenen und sechs Stellungen aus DDR-Restbeständen verwendet. Der Drehkondensator ist über ein RG -174 Kabel (150mm, etwa15pF) mit der Platine verbunden. Die Trimmer-Kondensatoren weisen einen Wert von 2 - 45pF auf. Parallel dazu sind auf der Lötseite der Platine SMD-Kondensatoren CN aufgelötet, die in der Summe mit der Kapazität des jeweiligen Trimmers und der Zuleitungskapazität zum Drehkonden-sator (15pF) den erforderlichen Gesamtwert ergeben. Die Spulenkörper für die Induktivitäten LN stammen aus einem Sortiment (Oppermann). Es handelt sich um Kappenkerne in einem Metallgehäuse 7,5*7,5*11mm mit einem AL von 11,11 nH/W². Mittels der SMD-Widerstände RD, die parallel zur jeweiligen Induktivität liegen, wird ein über alle sechs Kanäle gleichmäßiger Ausgangspegel eingestellt. Bei den Kondensatoren, die auf Anodenspannung liegen, ist auf ausreichende Spannungsfestigkeit zu achten.

Das Bild (M 1:1) zeigt die Platine von der Bestückungsseite.

5. Quarzoszillator (XTLO)
Der Quarzgenerator stellt die Frequenzen 10, 12, 14, 16, 18 und 20MHz bei einem Pegel von etwa 10dBm bereit. Zwei Konzepte wurden in diesem Zusammenhang untersucht:
- Hochstabiler Grundoszillator von 2MHz, aus dessen Oberwellen die benötigten Frequenzen abgeleitet werden und
- Einzeloszillatoren.
Die Analyse der Brettschaltungen zeigte, daß sich die erste der beiden Alternativen wegen der Verwendung einer hochstabilen Quarzreferenz (Quarzofen) durch sehr hohe Konstanz und Reproduzierbarkeit auszeichnete. Dieser Vorteil wurde aber durch eine sehr komplexe und aufwendige Schaltung erkauft. Es sind nicht nur sechs Filterbänke für die einzelnen Ausgangsfrequenzen erforderlich, sondern es mußte das Ausgangssignal auch noch mit einem mehrstufigen Regelverstärker auf den erforderlichen Ausgangspegel gebracht werden. Für das vorliegende Projekt fiel die Entscheidung deshalb auf einen umschaltbaren Oszillator mit sechs Einzelquarzen.
Die Schaltung, einen Butler-Oszillator, zeigt das folgende Bild:

Der Quarz QN schwingt in Serienresonanz. Mittels der Kapazität CTN und auch durch Abgleich von LN kann die Resonanzfrequenz gezogen werden. Günstig wirkt sich auf die Schwingeigenschaften die niederohmige Ansteuerung des Quarzes durch die in Anodenbasisschaltung betriebene Röhre V1 und der niedrige Eingangswiderstand der in Gitterbasisschaltung arbeitenden Röhre V2 aus. Der Schwingkreis in der Anodenzuleitung von V2 sollte nicht zu schmalbandig ausgelegt werden, d.h., daß seine Kreisgüte den Wert 100 nicht überschreiten sollte. Als Schwingkreiskapazität zu LN wirken die an der Anode von V2 ansetzenden Kapazitäten einschließlich der Schaltungskapazität. Mittels C7 wird das Ausgangssignal rückgekoppelt. Die Auskopplung erfolgt durch einen Resonanzverstärker mit der Röhre V3.

Der Ausgangspegel liegt über 13 dBm und steigt zu höheren Frequenzen hin absichtlich leicht an. Der Nebenwellenabstand beträgt 17 bis 21 dB.
Die Schaltung wurde auf einer doppelseitig kaschierten Epoxydharz-Platine aufgebaut. Das Bild im Maßstab 1:1 zeigt die Platine von der Bestückungsseite.

Die Kupferkaschierung der Bestückungsseite dient als Massefläche. Die Durchführungen, die nicht mit Masse in Verbindung kommen dürfen, wurden freigesenkt.
Die Metallgehäuse der Röhren sind mittels 4mm breiter Weißblechstreifen, die zu einer Hülse mit etwa 9mm Durchmesser gebogen wurden und kurzen Drahtstücken mit Masse verbunden. Die Kondensatoren zum Abblocken unerwünschter HF-Spannungen auf den Heiz-Leitungen wurden direkt auf die Sockel-Anschlüsse aufgelötet.
Der Miniaturdrehschalter aus DDR-Restbeständen hat sechs Ebenen und sechs Stellungen. Die Trimmer-Kondensatoren sind vom Typ 2 - 45pF. Parallel dazu sind, soweit erforderlich, auf der Lötseite der Platine SMD-Kondensatoren aufgelötet.
Die Spulenkörper für die Induktivitäten LN stammen aus einem Sortiment (Oppermann).Es wurden Kappenkerne in einem Metallgehäuse 7,5*7,5*11mm mit einem AL von 11,11 nH/W² verwendet. Bei den Kondensatoren, die auf Anodenspannung liegen, ist auf entsprechende Spannungsfestigkeit zu achten.
Bei den Quarzen handelt es sich um billige Computer-Ware. Sie sind insbesondere bei höheren Frequenzen nicht unproblematisch in ihrem Schwingverhalten. Nach Austausch des einen oder anderen "Sorgenkindes" war an der Funktion des Generators aber nichts auszusetzen.
Beim Abgleich ist darauf zu achten, daß die Quarze auch wirklich auf der richtigen Frequenz schwingen und auch das Anschwingverhalten beim Einschalten der Betriebsspannungen einwandfrei ist.
Bandgenerator und Quarzoszillator wurden gemeinsam in ein Stahlblechgehäuse TEKO 398 mit den Abmessungen 222x76x36mm eingebaut. Die beiden Schalterachsen wurden verbunden, um eine gemeinsame Betätigung zu ermöglichen. An der Rückwand des Gehäuses befinden sich drei SMA-Buchsen für die Ausgangssignale und eine mehrpolige keramische Lötleiste, an die die Anschlüsse für Anoden-, Heiz- und Regelspannung gelegt wurden.

6. VFO
Der VFO (Variable Frequency Oscillator) überstreicht bei hoher Konstanz und Treffsicherheit den Frequenzbereich von 2,6 bis 4,8 MHz. Sein Konzept lehnt sich sehr stark an den Bandgenerator an, mit dem Unterschied, daß im Falle des VFO die Bandumschaltung entfällt.
Die Oszillatorfrequenz wird von den beiden in Reihe geschalteten Induktivitäten L2 (Grobeinstellung) und L1 (Feineinstellung), dem Drehkondensator C in Reihe mit C7 und den beiden Trimmerkondensatoren C2 (Grobeinstellung) und C1 (Feinein-stellung) bestimmt. Mit diesen Elementen ist ein sehr präziser Frequenzabgleich des VFO möglich. Röhre V2 arbeitet in Anodenbasis-Schaltung mit einer Verstärkung von < 1. Ihr Ausgangswiderstand von 1/S entspricht in etwa dem Eingangswiderstand der Gitterbasisstufe V1, die das Signal verstärkt und den Schwingkreis entdämpft. Die Röhre V3 entkoppelt den Schwingkreis von der Last und der Ausgangsübertrager Tr1 transformiert das Signal auf einen Wellenwiderstand von 50Ω.

Den am VFO im gesamten Frequenzbereich an 50Ω gemessenen Ausgangspegel zeigt das folgende Bild. Der Oberwellenabstand liegt zwischen 22 und 28dB, ist aber nicht wesentlich, da der VFO einen Dioden-Ringmischer treibt und die Begrenzungswirkung der Dioden ohnehin Oberwellen in reichlichem Maße produziert. Bei Erhöhung des Kathodenstroms von V3 und Optimierung des

Ausgangsübertragers können ohne größere Schwierigkeiten Oberwellenabstände von 40 bis 50dB erreicht werden.
Auch der VFO wurde auf einer kleinen, doppelseitig mit Kupfer kaschierten Epoxydharzplatine aufgebaut. Die Bestückungsseite ist wieder Massefläche. Durchführungen, die nicht mit Masse verbunden sind, wurden freigesenkt. Die Gehäuse der Röhren wurden, wie bereits im Zusammenhang mit dem Bandgenerator beschrieben, mittels Weißblechstreifen geerdet. Der Kondensator CT wird benötigt, wenn der Abgleich mit C1 und C2 allein nicht möglich ist, oder auch ein kürzeres Koaxialkabel für den Anschluß des Drehkondensators verwendet wird. Er wird in SMD-Ausführung auf der Lötseite der Platine bestückt. Die frequenzbestimmenden Kondensatoren C6, C7 und C15 sind Styroflexkondensatoren. Die Induktivitäten L1 und L2 stammen aus einem Spulensortiment. Es handelt sich um Kappenkerne im Metallgehäuse mit den Abmessungen 10,5x10,5x14mm.

7. Breitbandverstärker
Im Breitbandverstärker wird das Ausgangssignal des Bandgenerators nicht nur verstärkt, sondern es werden vor allem die einzelnen Stufen ausreichend von einander entkoppelt. Gerade hierfür ist die Pentode ihrer geringen Anoden-Gitterkapazität wegen besonders gut geeignet. So ist z.B. das Cag der Triode 6C52H mit 0,9pF fast 20x so groß wie die 0,05pF der Pentode 6Ж5Б.

Entsprechend geringer sind auch unerwünschte Rückwirkungen vom Ausgang des Verstärkers auf seinen Eingang.
Die beiden Verstärker wurden unterschiedlich ausgelegt. Mit dem Verstärker V1 wird der erste Mischer der PLL angesteuert. Die Ausgangsleistung und Signalqualität entsprechen dieser Anforderung. Der Verstärker V2 steuert den ersten Mischer im Empfänger an. Bei ihm wurde neben ausreichender Ausgangsleistung Wert auf hohe Signalreinheit gelegt. Bei einem Ausgangspegel von etwa 13dBm ist der Nebenwellenabstand >45dB. Die folgenden Diagramme zeigen das:

Aufgebaut wurde die Schaltung auf einer doppelseitigen Platine, bei der die Bestückungsseite als Massefläche wirkt. Durchführungen, die nicht auf Massepotential liegen, wurden freigesenkt. Die Röhren wurden mit Weißblechhülsen geschirmt. Die fertige Platine wurde in ein 102x76x36mm großes Stahlblechgehäuse TEKO 396 eingebaut. An der Rückwand sind drei SMA-Buchsen und eine mehrpolige keramische Lötleiste zur Zuführung der Betriebsspannungen angebracht.

8. PLL
Unter diesem Begriff wurden die Schaltungsteile der Phasenregelschleife zusammengefaßt. Das Schaltbild zeigt die Komponenten.
Die Signale des XTLO und des Bandgenerators steuern den Mischer DBM1 an. Dessen Ausgangssignal wird im Idealfall, d.h. bei Vernachlässigung höherfrequenter Anteile, durch die folgende Gleichung beschrieben:
U_ZF=A₁cos[(ω_BGEN-ω_XTLO)t-(Ф_BGEN-Ф_XTLO)]+A₂cos[(ω_BGEN+ω_XTLO)t-(Ф_BGEN-Ф_XTLO)] {2}

Während der erste Term, die Differenzfrequenz aus Bandgenerator und Quarzoszillator, im Phasendetektor DBM2 mit der Frequenz des VFO verglichen wird, muß der zweite Term durch ein Filter unterdrückt werden. Dieses muß im Bereich 2,6 bis 4,8MHz durchlässig sein und alle darüber liegenden Frequenzen sperren. Erreicht wurde das mit Filter 1, einem fünfpoligen Tschebyscheff - Tiefpaß [6].

Das gefilterte Signal wird von der Gitterbasis-Stufe V1 um ca.10dB verstärkt. Im wesentlichen werden dadurch die Konversionsverluste des Mischers (ca. 7dB) und die Verluste des Filters ausgeglichen. TR4 paßt den Ausgang der Röhre auf 50Ω, den Eingangswiderstand des Mischers, an. Das Ausgangssignal wird im Mischer DBM2 mit der Phase des VFO verglichen.

Die Anwendung des Mischers als Phasendetektor stellt insofern einen Sonderfall dar, als sich bei Frequenzgleichheit der beiden Eingangssignale die Gleichung {2} stark vereinfacht:
U_R = A₁cos[(Ф_VFO-Ф_ZF1)] + A₂cos[2ωt-(Ф_VFO-Ф_ZF1)] {3}

Durch entsprechende Filterung kann der zweite Term unterdrückt werden. Der Ausdruck reduziert sich dann zu
U_R = A₁cos[(Ф_VFO-Ф_ZF1)] {4}

U_R ist damit proportional zur Phasendifferenz der beiden Eingangssignale.

Phasendifferenz und Ausgangsspannung des verwendeten hochaussteuerbaren Balance-Mischers RAY-3, bei dem jeweils zwei Dioden in Reihe geschaltet sind (er enthält demnach acht Dioden), zeigt das Diagramm. Der Zusammenhang ist streng sinusförmig. Bei exakt gleicher Frequenz der beiden Eingangssignale liefert der Mischer eine der Phasendifferenz proportionale Gleichspannung. Ist die Frequenz der beiden Eingänge unterschiedlich, werden die möglichen Phasenzustände periodisch durchlaufen und man erhält ein sinusförmiges Signal mit 1,2Vss und der Differenzfrequenz der beiden Eingangssignale.
Voraussetzung ist natürlich eine ausreichende Aussteuerung, sodaß die Dioden des Mischers bereits begrenzend wirken und damit auch Schwankungen der Eingangsamplitude ausgeregelt werden. Eine Übersteuerung des Mischers ist bei PLL-Anwendungen bezüglich der Leistungsdaten nicht kritisch. Die Konversionsverluste sind innerhalb eines großen Ansteuerungsbereichs praktisch konstant. Intermodulation und andere Nichtlinearitäten, die bei einem Empfangsmischer zu beachten wären, sind hier nur von untergeordneter Bedeutung.
Das Ausgangssignal U_R der Phasenbrücke muß, wie bereits angemerkt, gefiltert werden. Der Durchlaßbereich ist so zu wählen, daß die doppelte Eingangsfrequenz ausreichend gedämpft wird, die der größten zu erwartenden Frequenzabweichung entsprechende Differenzfrequenz jedoch noch ungehindert das Filter passieren kann. Das wird mittels Filter 2, einem weiteren fünfpoligen Tschebyscheff-Tiefpaß, bewirkt. Das Filter ist mit 50Ω (R4) abgeschlossen. Die Ausgangskapazität wird im wesentlichen von der Eingangskapazität der Reaktanzstufe (10nF, C20) gebildet.

Die Röhren V2 bis V4 bilden eine Fang-Hilfsschaltung, die das Synchronisieren der PLL erleichtert. Im synchronisierten Zustand liefert der Mischer eine der Phasendifferenz proportionale Gleichspannung, im nicht synchronen Zustand eine Wechselspannung mit der Differenzfrequenz. Diese beiden Zustände werden genutzt, um die Synchronisation zu erleichtern.
Der Fanghilfsverstärker V4 verstärkt die Wechselspannung, die am Mischer im nicht synchronen Zustand auftritt. Sie wird mittels D2 und D3 in einer Verdopplerschaltung gleichgerichtet und steuert die Schaltstufen V2 und V3, die der Regelspannung U_R eine 50Hz Wechselspannung ausreichender Amplitude (1,6Vss) überlagern. Diode D1 verhindert eine Übersteuerung der Schaltstufen. Die Einstellung der Gitter-Sperrspannung erfolgt mittels des Potentiometers R1. Die U_R aufgeprägte Wechselspannung von 50Hz verstimmt die Reaktanzröhre innerhalb einer Periode so weit, daß die Regelschleife mit Sicherheit einrastet. Damit verschwindet die Wechselspannung am Ausgang des Mischers. Der Fanghilfsverstärker sperrt die Röhren V2 und V3 und schaltet die 50Hz-Spannung wieder ab.
Die Schaltstufe kann auch zur Anzeige des Zustands der Regelschleife (Locked/Unlocked) z.B. mittels einer Miniatur-Glimmlampe mit einer Zündspannung von etwa 60V genutzt werden. Von dieser Möglichkeit wurde aber nicht Gebrauch gemacht.
Die Schaltung wurde auf einer einseitig kupferkaschierten Epoxydharzplatine aufgebaut. Die Induktivitäten L3 bis L6 stammen wiederum aus einem Filtersortiment. TR1 wurde auf einen Ferritkern EF 20 mit einem AL von 1200nH/W² gewickelt. Der Primärkreis ist mit C1 auf 50Hz abgestimmt. Man erhält dadurch eine sehr saubere sinusförmige Ausgangsspannung. Ein Jumper ermöglicht bei Messungen die Verbindung des Einganges der Reaktanzstufe mit Masse (U_R = 0V) oder mit der Regelspannung (Normalfall).

Die PLL-Platine wurde zusammen mit dem VFO in ein Stahlblechgehäuse TEKO 398 mit den Abmessungen 222x76x36 eingebaut. An der Rückseite des Gehäuses befinden sich drei SMA-Buchsen zur Verbindung mit dem XTLO und dem Bandgenerator sowie eine weitere, an der das VFO-Signal hochohmig zur Frequenzanzeige entnommen werden kann. An eine mehrpolige keramische Lötleiste sind die Betriebsspannungsanschlüsse und die Regelspannung herausgeführt.

9. Stromversorgung
Die Stromversorgung besteht aus den Untergruppen für Anoden-, Heiz- und eine negative Hilfsspannung. Die Funktion der einzelnen Baugruppen kann dem Schaltbild entnommen werden. Die Anodenspannung wird mit Hilfe eines Längsreglers (FET Q1) stabilisiert.
Sobald an den Widerständen R3 und R4 aufgrund des Stromflusses eine Spannung größer als etwa 0,6V anliegt, wird Q3 leitend und begrenzt den Strom durch Q1 und damit auch durch die Last. Als Spannungsreferenz dient der Stabilisator U2, ein LR8-D im TO-252 SMD-Gehäuse. Der Transistor Q2 steuert den FET Q1 so an, daß letztlich die Spannungsdifferenz zwischen der Referenzspannungsquelle und der über einen Spannungsteiler mit dem Ausgang verbundenen Basis etwa 0,6V beträgt. Mit R1 kann die Ausgangsspannung präzise eingestellt werden.

Die Heizspannungsversorgung basiert auf einem integrierten Spannungsregler LT1084 mit interner Strombegrenzung. Der Transistor Q4 ermöglicht mit dem RC-Glied C7/R13 einen "Soft Start" des Reglers und schont damit die Heizfäden der Röhren. Mittels R15 kann die Heizspannung exakt eingestellt werden.
Die negative Hilfsspannung wird durch Spannungsverdopplung aus der Heizspannungswicklung des Netztransformators gewonnen. Stabilisiert wird sie durch einen kurzschlußsicheren Spannungsstabilisator 7912.
Die gesamte Schaltung wurde auf einer einseitig kupferkaschierten Epoxydharzplatine aufgebaut.

Die meisten Komponenten stammen aus ausgeschlachteten Computern und Monitoren, Kühlkörper und Lüfter gehörten zu einem Pentium II-Prozessor. Die Platine ist mit Alu-Winkeln am Kühlkörper befestigt. Netztrafo und Elektronik wurden gemeinsam auf einer 3mm starken Alu-Platte montiert.

Die folgende Tabelle und die Diagramme beschreiben die Leistungsfähigkeit der Stromversorgungs-Einheit.

Leistungsdaten
Primär 230V 70VA

Sekundär:
90V DC 120mA < 60 mVss
6,3V DC 5A < 5 mVss
(-)12V DC 50mA < 8 mVss

Das erste Bild zeigt die Abhängigkeit der Heizspannung vom Heizstrom, das zweite die Abhängigkeit der Anodenspannung vom Anodenstrom und das dritte gibt einen Eindruck von der Belastbarkeit der Gitterspannungsquelle.

10. Aufbau, Zusammenschaltung und Abgleich.
An Meßmitteln benötigt man für den Bau der Frequenzversorgung ein Multimeter und ein LC-Meßgerät [7] für die Herstellung der Schwingkreise (L und C). Für die Funktionstests sind zusätzlich ein Oszilloskop und ein präziser Frequenzzähler erforderlich. Wünschenswert wären ein weiterer Frequenzzähler, ein Leistungsmesser und ein Spektrum-Analysator, wie im folgenden Bild gezeigt.

Zunächst erfolgt der Abgleich des Quarzgenerators. Sein Ausgang wird mit dem Frequenzzähler, dem Oszilloskop und, so weit vorhanden, einem Leistungsmesser verbunden. Auf sauberen Abschluß mit 50Ω ist bei allen Messungen zu achten.
Zu welchen Bändern die einzelnen Quarze, Trimmer und Induktivitäten gehören, zeigt das folgende Bild.

Zunächst bringt man die Ausgangsamplitude mit der Induktivität auf etwa Maximum. Quarz und Trimmer lötet man erst dann endgültig in die Platine ein, wenn man in fliegender Verdrahtung den Quarz auf Resonanz gebracht hat und weiß, welche Kapazität man dem Trimmer parallel schalten muß. In ähnlicher Weise verfährt man beim Abgleich des Ausgangskreises (TR1). Zunächst stellt man den benötigten Kapazitätswert mit einem Trimmer ein und ersetzt diesen anschließend durch eine Festkapazität, ggfs. durch Parallelschaltung von zwei Kondensatoren.
Zum Abgleich des Bandgenerators wird der Drehkondensator angeschlossen, wobei davon ausgegangen wird, daß dieser mit einer Skalenscheibe von 100 Skalenteilen (Skt.) versehen ist. Einer der beiden Ausgänge des Bandgenerators wird mit 50Ω abgeschlossen, der zweite mit dem bereits im Zusammenhang mit dem Abgleich des Quarzgenerators beschriebenen Meßaufbau verbunden. Der Regelspannungseingang des Bandgenerators wird auf Masse gelegt.
Der Abgleich erfolgt entsprechend Frequenzplan.

Beispielhaft sei der Abgleich von Kanal 1 beschrieben, der Abgleich der anderen fünf Kanäle verläuft analog dazu:
Die Induktivität 1 wird zunächst bei 10 Skt (fast vollständig eingedrehter Drehkondensator) so abgestimmt, daß der Oszillator bei 12,7 MHz schwingt. Dann wird der Drehko auf 90 Skt (fast ausgedreht) gestellt und mit dem Trimmer 1 die Frequenz 14,7 MHz eingestellt. Voraussichtlich muß man dem Trimmer eine Parallelkapazität zuschalten (CN).
Der wechselweise Abgleich von Induktivität und Trimmer wird so lange wiederholt, bis die Frequenzen auf etwa 20 kHz mit der Sollfrequenz übereinstimmen. Anschließend werden auf der Lötseite der Platine die Dämpfungswiderstände RD eingelötet. Dazu werden zunächst die benötigten Werte mit einem Trimmwiderstand so ermittelt, daß bei Mittelstellung des Drehkondensators die Ausgangsleistung in allen Bändern etwa gleich groß ist.
Der Abgleich des VFO hingegen ist verhältnismäßig einfach. Es wird derselbe Meßaufbau wie im Falle des Bandgenerators verwendet. Ein zweites Paket des Drehkondensator wird über ein weiteres, etwa 15 cm langes RG174-Kabel angeschlossen.

Bei 10Skt erfolgt der Abgleich mittels der Induktivitäten L1 und L2 auf eine Frequenz von 2,7000 MHz und bei 90Skt mittels der Trimmer C1 und C2 auf 4,7000 MHz. Der Abgleich ist mehrfach zu wiederholen. Soweit erforderlich, ist den Trimmern noch eine Festkapazität parallel zu schalten. Da der VFO die Referenzfrequenz für das Gerät erzeugt, ist der Abgleich nach ausreichender Einlaufzeit besonders sorgfältig durchzuführen.

Im Anschluß an den Abgleich der Einzelkomponenten erfolgt der Gesamtabgleich. Die einzelnen Module werden dem Blockschaltbild entsprechend zusammengeschaltet. Die Verbindung erfolgt durch 25 cm lange RG174 Kabel mit SMA-Winkelsteckern.
Der Regelspannungsausgang der PLL-Platine wird mit dem Regelspannungseingang des Bandgenerators und dem DC-Eingang des Oszilloskops (200 mV/cm) verbunden. Den HF-Ausgang des Breitbandverstärkers verbindet man zur optischen Kontrolle des Ausgangssignals mit dem zweiten Kanal des Oszilloskops, einem Frequenzzähler und, soweit vorhanden, einem Leistungsmesser und einem Spektrum-Analysator. Ein weiterer Frequenzzähler (hochohmig) wird an den Ausgang des VFO angeschlossen. TR1 des Fanghilfsverstärkers wird zunächst noch nicht mit dem Netz verbunden.
Falls erforderlich, erfolgt jetzt ein nochmaliger Feinabgleich des VFO. Anschließend wird der Drehkondensator so weit durchgedreht, bis ein Bereich gefunden wird, in dem die Phasenschleife einrastet, d.h., das Signal synchronisiert. Das ist daran zu erkennen, daß die Wechselspannung am Regelspannungsausgang verschwindet und die Frequenz des Bandgenerators exakt der Summe der Frequenzen von VFO und XTLO entspricht. Durch nochmaligen Abgleich des Bandgenerators wird die Frequenzdifferenz zwischen VFO und Bandgenerator und damit die benötigte Regelspannung über das gesamte Band minimiert. Den gemessenen Verlauf der Regelspannung nach dem Abgleich zeigt das folgende Bild. Er entspricht mit umgekehrter Polarität dem Gleichlauf-Diagramm aus der Beschreibung des Drehkondensators (Kapitel 1, Konzept).

Wurde der Abgleich durchgeführt, kann der Fanghilfsverstärker in Betrieb genommen werden. Dazu wird zunächst der Regelspannungseingang des Bandgenerators mit dem Jumper auf der PLL-Platine auf Masse gelegt. Der Ausgang des Phasendetektors liefert dann eine Wechselspannung, die der Differenzfrequenz der beiden Eingangssignale entspricht. Mit dem Regler R1 auf der PLL-Platine wird die Gittervorspannung der Schaltstufe so eingestellt, daß die Röhren V2 und V3 durchschalten und am Regelspannungsausgang eine Wechselspannung von 50Hz anliegt. Anschließend wird der Regelkreis wieder geschlossen. R1 wir so nachjustiert, daß im synchronen Fall, d.h., wenn die Differenzfrequenz verschwindet, die 50Hz-Spannung abgeschaltet ist.

Damit ist der Abgleich durchgeführt und die Frequenzversorgung betriebsbereit.

Schlußbemerkung
Obwohl man das Entwicklungsziel erreicht hat, fragt man sich, was man bei nochmaliger Realisierung anders oder besser machen würde. Hierzu einige Anregungen: Da es im vorliegenden Anwendungsfall nicht so sehr auf äußerste Performance ankommt, kann man die nicht ganz billigen Balancemischer auch mit zwei Ringkernen und acht Schottky-Dioden für wenig Geld selbst bauen. Anregungen hierzu findet man z.B. in [8].
Um die Entkopplung der Oszillatoren von der Last zu verbessern, sollten die Trioden in den Ausgangsstufen durch Pentoden ersetzt werden. Will man ausschließlich Nuvistor-Trioden verwenden, wäre die Cascode-Schaltung eine Möglichkeit, die Rückwirkung zu verringern, dies allerdings um den Preis einer höheren Anodenspannung und einer zusätzlichen Röhre.
Man kann die Schaltung auch mit konventionellen Röhren aufbauen. Hierfür bietet sich z.B. die Röhre E88CC an, die bei einer Anodenspannung von 100V eine Steilheit von über 10mA/V aufweist. Als Ausgangsstufe könnte man dann z.B. die Pentode EF80 einsetzen und als Reaktanzröhre die regelbare EF89. Selbst bei engem Aufbau würde sich die benötigte Platinenfläche dann aber in etwa verdoppeln.
Literatur [1] H.Meinke und F. W. Gundlach: Taschenbuch der Hochfrequenztechnik, 3. Auflage, Springer Verlag 1958, S1534, S1536 und S1501- 1504
[2] Datenblatt 6C52H http://Klausmobile.narod.ru/td/data/_6s51n.GIF
[3] Datenblatt 6C51H http://Klausmobile.narod.ru/td/data/_6s52n.GIF
[4] Datenblatt 6Ж5Б http://Klausmobile.narod.ru/td/data/_6j5b.GIF
[5] Mini-Circuits http://www.minicircuits.com/
[6] AADE Filter
[7] Almost All Digital Electronics L/C Meter IIB
Vertrieb in Deutschland durch http://www.funkamateur.de
[8] Funkamateur Digest, Theuberger Verlag GmbH, zu beziehen über http://www.funkamateur.de Bezugsquellen für Bauteile
Die Röhren gibt es für 1.- EUR pro Stück bei Franz Heinze sen. (H+B), 96401 Coburg, Postfach 1114, Tel.: 09561-554820 Fax: 09561-90746.
Die Quarze, TEKO-Triplate-Gehäuse, SMA-Steckverbinder, Amidon-Ringkerne, R- und C-Standardbauteile, RG174-Kabel, die meisten Halbleiter für die Stromversor-gung (statt des 2SK947 kann z.B. auch ein BUZ80 mit parallgeschalteter Diode BY299 und statt der SY345 die Diode BY297 verwendet werden) und den Print-Trafo EI30 9V, 1,5VA gibt es günstig bei Reichelt Elektronik, http://www.reichelt.de/
Die Minidrehschalter gibt es beim Funkamateur-Leserservice http://www.funkamateur.de
Die Balance-Modulatoren bietet http://www.minicircuits.com im Online Shop an.
Die Doppellochkerne mit 220nH/W², Filterspulen-Sortimente, keramische Lötleisten und Dreifach-Drehkondensatoren sind von http://www.oppermann-electronic.de/
Filterspulen-Sortimente gibt es auch bei http://www.pollin.de/
Den EF20-Kern mit 1200nH/W² (Drosselspulen-Bausatz) und die Schottky-Diode MBR2045-CT (als Ersatz für die SBL1640) gibt es bei www.conrad.de/

- Der M85-Netztrafo ist selbstgewickelt.

Gruss, Peter Treytl

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