UKW-Empfang mit Batterieröhren
- von Thomas Moppert & Ernst Rößler


Die inzwischen schon "ergrauten Semester" der Leserschaft dieses Beitrages werden sich noch erinnern, an die ersten portablen Radios in den 50er Jahren, die sogenannten "Kofferradios".
Mit diesen konnte man endlich, ohne Abhängigkeit von einer Steckdose, an fast jedem beliebigen Ort, ob im Urlaub am Strand, im Schwimmbad oder auch nur im eigenen Garten, den geliebten Rundfunkempfang geniessen...

Um dem geneigten Publikum dieses Vergnügen zu ermöglichen, war es aber zunächst erforderlich, dass von Seiten der Industrie Bauelemente geschaffen wurden, welche für einen einigermassen wirtschaftlichen Batteriebetrieb geeignet waren und deren Abmessungen einen kompakten und preiswerten Geräteaufbau erlaubten.
Erst durch Entwicklung und Produktion einer neuen Röhrenserie, den sogenannten D-Röhren mit Miniatursockel für Batteriebetrieb, wurden die Voraussetzungen zur Herstellung kleiner und preiswerter Kofferradios geschaffen. Diese Röhren mussten mit einem geringen Heizstrom auskommen, um die Batterien des Empfängers nicht mehr als nötig zu belasten. Die Röhren der D 90-er Serie sind direkt geheizt und werden mit 1,4V und Heizströmen von 25..50mA betrieben.
Diese "Sparheizung" hat aber zur Folge, dass auch die Emission im Vergleich zu z.B. den E-Röhren begrenzt ist. Es lassen sich somit nur geringe Steilheiten erreichen, die im Bereich von 700uA/V bis 1,2mA/V liegen. Das hat insbesondere Auswirkungen auf die Verstärkungszahlen der einzelnen Schaltungsstufen, die deshalb abweichend von bisher bekannten E- oder U-Röhrenschaltungen aufgebaut werden müssen.




Grundsätzliche Überlegungen beim Aufbau eines UKW-Empfängers mit Batterieröhren

1.) Da bei direkt geheizten Röhren die Emissionsschicht (Kathode) direkt auf dem Heizfaden aufgebracht ist und damit keine Trennung von Faden und Kathode wie bei indirekt geheizten Röhren (z.B. E-Serie) möglich ist, sind die aus der Empfangstechnik mit indirekt geheizten Röhren bekannten Konzepte wie z.B. die Cascodenschaltung nur bedingt auf Empfänger mit direkt geheizten Röhren übertragbar.

2.) Der geringen Steilheit der direkt geheizten ZF-Röhren und der dadurch deutlich geringeren Stufenverstärkung kann durch eine Erhöhung des L/C-Verhältnisses der Resonanzkreise im ZF-Bandfilter entgegengewirkt werden. Das erhöhte L/C-Verhältnis ergibt einen höheren Resonanzwiderstand und damit eine höhere Verstärkung. Reicht diese Maßnahme nicht aus, ist die Stufenzahl zu erhöhen.

3.) Batterien für die Anodenspannungsversorgung werden naturgemäss nicht mehr hergestellt. Deshalb wurde für die Test- und Aufbauphase und auch für den Betrieb des Radios ein Netzteil aufgebaut, welches die erforderlichen Spannungen liefert.
Im folgenden werden Schaltung und Aufbau von zwei von den beiden Verfassern getrennt aufgebauten UKW-Superhets vorgestellt. Sie unterscheiden sich hauptsächlich in der Art des Eingangsmischteils und im Aufbau. Das UKW-Radio von Thomas Moppert arbeitet mit einem Ein-Röhren-Mischteil mit additiver Mischung und ist konventionell handverdrahtet aufgebaut, das Radio von Ernst Rößler besitzt ein Eingangsmischteil mit 3 Röhren (HF-Vorstufe, Oszillator und Mischer) mit multiplikativer Mischung und ist in Einplatinenbauweise (140x200mm) hergestellt. Zwischen beiden Verfassern bestand während der Entwicklungs- und Aufbauphase reger Kontakt sowie ein dauernder Erfahrungsaustausch.
UKW-Super 1 (Thomas Moppert)



Unsere beiden Empfänger unterscheiden sich vor allem im Mischteil. Daneben gibt es einige Abweichungen im ZF-Verstärker, im NF-Teil, sowie in der Stromversorgung. Zusätzlich folgen einige Konzeptüberlegungen, speziell zu den verwendeten Bandfiltern.

UKW-Mischteile mit Batterieröhren: In den kommerziellen UKW-Mischteilen wird eine mehr oder weniger gleichartige Schaltung mit einer selbstschwingenden Triodenmischstufe verwendet. Ob es eine DC90, DC96, oder eine als Triode geschaltete DF97 ist, die Funktionsweise bleibt sich ähnlich. Der Vorteil einer als Triode geschalteten DF97 gegenüber einer DC90 oder DC96 ist die im Glaskolben befindliche Abschirmung, die an Minus Faden liegt. Dadurch kann auf eine äussere Abschirmung der Röhre verzichtet werden.

Schaltung des Mischteils mit der DF97 als Triode

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Der Eingangskreis wird mit dem ersten Plattenpaket des Drehkos abgestimmt, L1 ist die niederohmige Antennenankopplung von 60...75 Ohm für eine ausziehbare Teleskopantenne. Das Eingangssignal wird über die in der Mitte angezapfte Oszillatorrückkopplungsspule L3 an das Gitter der Mischröhre geführt.
Der Oszillator arbeitet mit abgestimmtem Anodenkreis.
Der Anodenankopplungskondensator (C3) ist gleichzeitig Kreiskapazität im Primärkreis des ersten ZF-Filters. Der Oszillatorkreis, gebildet aus L4, dem zweiten Drehkopaket und RT2, wirkt dabei für die ZF-Frequenz von 10,7 MHz als Kurzschluss.
Für die Oszillatorspannung ist die Gitterschaltung mit Hilfe einer Brückenanordnung symmetriert, dadurch wird der Zuführungspunkt der HF-Signalspannung für die Oszillatorfrequenz auf Katodenpotential (Masse) abgeglichen.
Die Oszillatorneutralisationsbrücke zeigt Abb. 2a


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Der Brückenabgleich erfolgt mit dem Trimmer RT1, einem Rohrtrimmer, der gleichzeitig als Lötstützpunkt für L3, C2 und R1 dient. Beim Abgleich wird die Oszillatorspannung am Antenneneingang minimiert.

Um den Einfluss des niedrigen Innenwiderstandes der Mischtriode auf die Mischverstärkung zu verringern, wird eine ZF-Rückkopplung realisiert. Durch geeignete Wahl der Kapazität CX wird das ZF-Signal nicht vollständig auf Masse gelegt, sodass ein Teil der ZF-Spannung über L2 und L3 auf das Steuergitter der Mischröhre zurückgelangt. Die zurückgeführte Spannung soll so gross sein, dass der Einfluss der Gitter- Anodenkapazität auf die Verstärkung nicht nur aufgehoben, sondern sogar etwas überkompensiert wird. Auf diese Weise wird der Einfluss des Innenwiderstandes der Röhre neutralisiert und die Mischverstärkung wird hoch, indem die Dämpfung auf das erste ZF-Bandfilter eliminiert wird. Durch die wegfallende Dämpfung steigt gleichzeitig die Selektivität des Ausgangsbandfilters an. Die ZF-Neutralisationsbrücke zeigt Abb.2b.
Die Gesamtverstärkung vom Antenneneingang bis zum ZF-Ausgang beträgt ca.32 dB (40-fach).
Aufbau des Mischteils: Der Mischer ist in ein Teko-Blechgehäuse eingebaut. Zwischen dem Vorkreis und dem Oszillatorkreis ist eine Blechwand eingelötet. Die ZF-Rückkopplungsspannung wird über einen Durchführungskondensator von 1 pF, welcher gleichzeitig als mechanischer Stützpunkt für das kalte Ende von L2 dient, an die Basis dieser Spule geführt. Überhaupt ist die mechanische Stabilität sehr wichtig. Insbesondere sollte auch der gitterseitige Anschluss von L3 an einen stabilen Lötpunkt geführt werden und erst danach an g1, denn schon lautes Hören mit dem Radio führt zu mechanisch bedingten Modulationen indem die Röhre und die Spulen mit der Musik mitschwingen! Ich habe deshalb eine Fassung mit Abschirmkragen benutzt, die Röhre mit Schaumstoff umwickelt und so in die Fassung gesetzt. Das behebt das Problem. Als Ausgangsbandfilter benutzte ich ein Oppermann- Bandfilter HFWM 00-07.00 (). Um die Kapazität des abgeschirmten Kabels zum ZF-Verstärker auszugleichen, habe ich den internen Kreiskondensator am ZF-Ausgangs- kreis von 33 pF entfernt und stattdessen 27 pF eingesetzt. Ein Reinhöfer-Typ 45.10 ist hier als Ausgangsbandfilter weniger geeignet, weil es bei unbedämpften Kreisen eine überkritische Kopplung aufweist. Die Rohrtrimmer 1...12 pF stammen von Oppermann (Bestell-Code KRT5).
Abgleich des Mischteils: Wie man sich denken kann, beeinflussen sich die verschiedenen Elemente ganz gewaltig. Man geht deshalb folgendermassen vor: Als CX wird 180 pF gewählt, dieser Wert hat sich hier als guter Kompromiss zwischen genügender Entdämpfung und noch keinem unkontrollierten Schwingen herausgestellt. Ein kleinerer Wert würde die Rückkopplung vergrössern (!).

Danach kann bei mittlerer Stellung von RT1 mit eingedrehtem Drehko und dem Spulenkern von L4 die untere Oszillatorfrequenz von 98,2 MHz und mit ausgedrehtem Drehko und RT2 die obere Oszillatorfrequenz von 118,7 MHz eingestellt werden. Da sich die Einstellungen gegenseitig beeinflussen, muss das Ganze mehrfach durchgespielt werden. Danach kann bei mittlerer Oszillatorfrequenz mit RT1 die Oszillatorabstrahlung am Antenneneingang, welcher für diese Messung mit 60...75 Ohm abgeschlossen sein muss, minimiert werden. Danach müssen die Oszillatorfrequenzen nochmals nachgestellt werden.

Falls es schwingt, ist möglicherweise CX zu klein, dann setzt man anstelle von 180 pF 220 pF ein und beginnt den ganzen Abgleich wieder von vorne...






4-stufiger ZF-Verstärker mit DF96: Ziel war ein ZF-Verstärker, welcher die volle UKW-Klangfülle zur Geltung bringen kann. Dazu werden eine genügende Bandbreite und ein Phasenverhalten mit geringen Gruppenlaufzeitdifferenzen benötigt. Stereoempfang war nicht vorgesehen.
Um die nötige Übertragungsqualität zu erreichen, wird insgesamt (also über den ganzen Verstärker gesehen) eine Bandbreite von mindestens 150 KHz (-3dB) gefordert. Für günstiges Phasenverhalten hat sich die "Glockenform" der Duchlasskurve bewährt. Die Glockenform gleicht einer Gauss'schen Verteilungskurve. Dies wird durch leicht unterkritische Kopplung der Bandfilter erreicht.
Für genügende Empfindlichkeit soll die ZF-Verstärkung so hoch wie möglich ausfallen.
Die Stufenverstärkung rechnet sich bekanntlich aus der Röhrensteilheit multipliziert mit dem Resonanzwiderstand des folgenden Resonanzkreises, geteilt durch zwei (bei kritisch gekoppeltem Bandfilter). Bei der niedrigen Steilheit unserer Batterieröhren von weniger als 1 mA/V muss somit der Resonanzwiderstand so hoch wie möglich ausfallen. Dies erreicht man mittels eines hohen L/C-Verhältnisses und einer hohen Spulengüte. Dazu habe ich eine ZF-Stufe aufgebaut und die Verstärkung gemessen. Die absoluten Verstärkungen mit einer DF96 waren:
- HFM 00-07.00      33 Wdg CuL, parallel-C 33 pF                   9-fach
- Reinhöfer 45.10    33 Wdg HF-Litze, parallel-C 33 pF         15-fach
- eigene Filter         45 Wdg HF-Litze, parallel-C 15 pF         25-fach

Wenn als Bezugspunkt für die Verstärkung das Filter HFM 00-07.00 von Oppermann dient:

- HFM 00-07.00      relative Verstärkung 1
- Reinhöfer 45.10    relative Verstärkung 1,67
- eigene Filter         relative Verstärkung 2,78
Man sieht, dass sowohl die Erhöhung der Spulengüte mittels HF-Litze (Reinhöfer-Filter vs. HFM-Filter), als auch die Erhöhung des L/C-Verhältnisses eine Vergrösserung des Resonanzwiderstandes bewirken und sich damit eine höhere Verstärkung ergibt.

Da vor dem Ratiofilter 3 Stufen mit diesen Filtern angeordnet sind, ergibt sich ein rund 21-facher Verstärkungsgewinn gegenüber den HFM-Filtern. Dieser Gewinn schmilzt ein wenig, da zur Erzielung einer idealen Durchlasskurve die Filter ein wenig bedämpft werden müssen. Dies ist bei den Reinhöfer-Filtern sogar noch in höherem Masse notwendig, da sie ohne Bedämpfung eine deutlich überkritische Kopplung aufweisen.
Herstellung der Bandfilter aus Einzelfiltern: Als Filter werden Oppermann-Einzelfilter Fi3702A oder 03-01.00() verwendet.
Die vorhandene Wicklung wird entfernt.
Die HF-Litze 7x0,05 stammt von Oppermann (Bestell-Code HFL705). Es werden zuerst 6 Windungen, beginnend direkt an der Bodenplatte aufgebracht und das Spulenende an einen Lötstift gelötet. Beginnend am selben Lötstift, folgen im selben Wickelsinn weitere 39 Windungen. Der Wickelkörper wird dabei vollständig ausgenützt. Die Windungen müssen deshalb stramm und satt aneinander anliegend aufgebracht werden.
Die Wicklung wird am Anzapfpunkt für den Koppelkondensator und am Wicklungsende mit dünner Zahnseide stabilisiert. Zwischen Anfang und Ende der Wicklung wird im Fuss des Wickelkörpers ein keramischer Vielschichtkondensator aus NP0-Werkstoff eingelötet:
An der anodenseitigen Spule 12 pF, an der gitterseitigen Spule 15 pF.

      

Als Koppelkondensator zwischen den Spulen sind 150 pF vorgesehen. Die Einzelspulen dürfen nur über den 150 pF-Kondensator koppeln und werden deshalb nach der Montage durch ein Blech auf der Lötseite voneinander abgeschirmt.
Die Kopplung ist damit kritisch. Um über den gesamten Verstärker die erwünschte leicht unterkritische Kopplung zu erhalten, werden alle Spulen (ausser dem Ratiofilter!) mit 150 Kiloohm bedämpft.
Man könnte zur Verringerung der Kopplung bei gleicher Koppelkapazität den Anzapfpunkt anstatt nach der 6. Windung bei der 5.Windung versuchen um eventuell auf die Bedämpfung verzichten können.
Die Röhren im ZF-Verstärker werden mittels Schirmgitterneutralisation mit einem Kondensatorwert von 2n7...3n3 neutralisiert.
Man sieht, dass die Schirmgitterwiderstände mit 100 Kiloohm recht gross gewählt sind. Für maximale Verstärkung wären 39 Kiloohm ideal für die DF96. Ich habe, wie übrigens oft bei kommerziellen Radios, 100 k genommen, denn man spart damit viel Anodenstrom und ich wollte das Radio auch aus einem Spannungswandler betreiben können.
Die Verstärkung sinkt mit 100 Kiloohm gegenüber 39 Kiloohm auf 87%, der Katodenstrom geht aber auf 65% zurück.

Da ich kein magisches Auge eingesetzt habe, weicht die Bauteildimensionierung rund um das Ratiofilter gegenüber dem Schaltplan von Ernst etwas ab.


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NF-Verstärker mit DAF96 und DL96

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Der Schaltplan des NF-Verstärkers weicht insofern von Ernst's Schaltung ab, als ich die negative Vorspannung für die DL96 aus der Anodenspannung erzeuge. Auf diese Weise kann ich das Radio wahlweise an einem Netzteil oder an einem Spannungswandler betreiben, ohne eine separate negative Spannung zu benötigen.
Damit diese Art der Vorspannungserzeugung funktioniert, muss ein allfälliges Netzteil separate Minuspole für die Heizspannung und für die Hochspannung aufweisen, nur der Negativpol der Heizbatterie liegt direkt auf Masse (am Chassis)!
Wie man im Schaltbild sieht, ist der Strombedarf des ganzen Empfängers 12,7 mA. Damit fallen an R9 und R11 (zusammen 410 Ohm) die benötigten 5,2 Volt für die negative Vorspannung ab.

Ein bekanntes und von den Röhrenherstellern auch publiziertes Problem ist die Mikrofonie der Batterieröhren. Die mechanische Resonanzfrequenz des Wolfram-Heizfadens in den 25-mA-Röhren liegt bei 4300 Hz (bei den 50-mA-Röhren mit Nickel-Heizfaden bei 1000 Hz). Um -speziell bei der DAF96- Mikrofonie zu vermeiden, wird im unten angegebenen Buch von Rodenhuis empfohlen, eine Frequenzabsenkung von 6 dB bei 7 kHz und von 12 dB bei 14 kHz vorzusehen. Diese Frequenzgangkorrektur ist nach der DAF96 vorzunehmen.

Ist diese gewaltige Höhenabsenkung bei den AM-Bändern noch akzeptabel, schränkt sie den UKW-FM Genuss jedoch stark ein. Neben der Höhenbeschneidung wird von Rodenhuis empfohlen, die DAF in einer federnd gelagerten Fassung zu montieren und sie zusätzlich akustisch vom Lautsprecher zu entkoppeln...
Mit C8 kann nötigenfalls eine Höhenabsenkung erfolgen, der Wert dieses Kondensators hängt stark vom verwendeten Ausgangstrafo ab. Für eine solche Frequenzgangkorrektur muss die Gegenkopplung (R1, R3) entfernt werden. Ich konnte zum Glück ganz darauf verzichten, weil ich mehrere DAF96 auf ihre Mikrofoniearmut austesten konnte und ein klingarmes Exemplare gefunden habe. Zudem habe ich die Fassung der DAF auf einem kleinen Subchassis auf Gummitüllen gelagert und die Zuführungsdrähte "lose" verlegt. Die Röhre selbst habe ich mit Schaumstoff umwickelt.

Im konkreten Fall muss also in eingebautem Zustand der Wert von C8 soweit erhöht werden, bis die Mikrofonie bei akzeptabler Lautstärke verschwindet. Oder man muss, wie Ernst das gemacht hat, einen externen Lautsprecher benutzen. Mit der Ausgangsleistung der DL96 von 200mW erreicht man ganz enorme Lautstärken, eine aufwändige Gegentaktendstufe sollte man sich vor diesem Hintergrund gut überlegen, denn man muss sich der Mikrofonie-Problematik dann noch mehr bewusst sein...


Stromversorgung Bei den Batterieröhren mit ihren direkt geheizten Katoden ist die Heizstromversorgung kritisch, denn es besteht die Gefahr, dass über die Heizkreise HF- und NF-Signalverkopplungen entstehen. Sowohl für HF- als auch für Tonfrequenzen muss somit der "Lieferant" der Heizspannung einen sehr kleinen Innenwiderstand aufweisen. Ausserdem werden die Heizfäden im HF-Teil an jeder Röhre mit kleinen, keramischen Vielschichtkondensatoren von 10...100nF verblockt und zusätzlich HF-Drosseln verwendet. Um einen relevanten Spannungsabfall zu vermeiden, müssen diese Serienwiderstände von weniger als 0,5 Ohm aufweisen.
Ein allfälliges Netzteil muss ebenfalls einen kleinen Innenwiderstand für die Heizspannung aufweisen, weshalb unbedingt ein Spannungsregler und nicht eine einfache Siebkette verwendet werden muss. In historischen Radios mit Netzteil wurde der eingebaute Heizakku als riesiger "Siebkondensator" und damit als Puffer zur Erniedrigung des Innenwiderstandes verwendet.
Die Anodenspannungsversorgung muss gut gesiebt, jedoch nicht unbedingt geregelt sein.


UKW Super 2 (Ernst Rößler)


Schaltungsbeschreibung In fast allen kommerziellen UKW-Kofferradios wurde ein Eingangs-Mischteil mit nur einer einzelnen Triode, der DC90, DC96 oder einer als Triode geschalteten DF97 mit additiver Mischung benutzt. Dies war natürlich auch dem verständlichen Bestreben, Batteriestrom und Kosten zu sparen, geschuldet.

Diese Mischteile müssen aber sehr sorgfältig aufgebaut und dimensioniert werden, sollen sie nicht beim Abgleich zu Problemen führen. Bei perfektem Aufbau und sorgfältigem (und geduldigem) Abgleich lassen sich mit einer solchen Schaltung sehr gute Resultate erzielen, wie Thomas mit seinem Aufbau (siehe UKW-Super1) bewiesen hat.

Da ich jedoch von Natur aus recht ungeduldig, aber sehr experimentierfreudig bin und das Radio nur an einem Netzteil betreiben will, habe ich mich entschlossen, ein anderes Konzept zu verfolgen:

Es kommen eine DF97 als HF-Vorstufe, eine DC90 als Oszillator und nochmals eine DF97 als Mischer zum Einsatz. Dem Nachteil des erhöhten Bauteilaufwandes stehen folgende Vorteile gegenüber: 1. keine Neutralisation erforderlich
2. keine "ZF Entdämpfung" erforderlich
3. multiplikative Mischung möglich
4. absolut problemloser und völlig rückwirkungsfreier Abgleich
5. bessere Entkopplung des Oszillatorsignals von der Antenne
6. unkritischer Platinenaufbau
 und
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Am Gitter der HF-Vorstufe befindet sich ein fest auf die Mittenfrequenz des UKW-Bandes abgestimmter breitbandiger Eingangskreis, in den auch die Antennenspannung eingekoppelt wird. Diese Vorstufe macht keine allzugrosse Verstärkung, entkoppelt aber den Oszillator von der Antenne. Ein abgestimmter Zwischenkreis wirkt als Arbeitswiderstand in der Anode der Vorstufe. Von hier aus wird die Mischstufe am Gitter kapazitiv angesteuert.
Da eine multiplikative Mischung erfolgen sollte, kamen als Einspeisungspunkt für die Oszillatorfrequenz nur das Brems- bzw. Schirmgitter in Frage. Beides wurde experimentell versucht. Das Bremsgitter hat aber nur geringe "Steuerqualitäten", hier wäre ein Oszillatorpegel erforderlich gewesen, der von einer DC90 nicht bereitgestellt werden kann.
Die "Schirmgitterversion" funktionierte jedoch auf Anhieb sehr gut, so dass dieser Weg gewählt wurde. Somit konnte eine perfekte Entkopplung von Oszillatorkreis und Zwischenkreis erreicht werden, was einen stressfreien und völlig rückwirkungsfreien Abgleich garantiert.
Die ZF wird über ein Reinhöfer ZF-Filter 45.11 auf das Steuergitter der 1. ZF-Stufe ausgekoppelt. Als Oszillatorröhre wurde die DC90 gewählt, da der erreichbare Oszillatorpegel mit der DC96 deutlich niedriger liegt und eine geringere Mischverstärkung zur Folge hat.


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Der ZF-Verstärker ist vierstufig aufgebaut. In den ersten 3 Stufen werden kapazitiv gekoppelte Bandfilter eingesetzt, die jeweils aus zwei geschirmten Resonanzkreisen und einem Koppel- kondensator bestehen. Die Resonanzkreise weisen ein höheres L/C-Verhältnis auf als die heute üblicherweise verwendeten Doppelfilter von Reinhöfer oder Oppermann.

Diese Resonanzkreise werden an einer Anzapfung der Filterspulen kapazitiv gekoppelt.
Die erforderliche Bandbreite wird durch die Größe des Koppelkondensators und eine leichte Bedämpfung (je 150k, im Schaltplan nicht eingezeichnet) eingestellt. Die Schwingkreiskondensatoren an der Anode und am Gitter sind, da die Röhrenkapazitäten in das Kreis-C mit eingehen, unterschiedlich.
Die Bandfilter wurden unter Verwendung der Oppermann-Filter Fi3792A oder 03-01.00() hergestellt. Hierzu wird die auf dem Spulenkörper befindliche Wicklung sowie der Kondensator im Fuss entfernt und eine neue Wicklung mit insgesamt 45 Windungen aufgebracht. Dabei wird nach 6 Windungen vom kalten Ende eine Anzapfung angelegt. Die Wicklung wird mit HF-Litze 7x0,05mm ausgeführt. Diese ist bei Oppermann unter dem Bestellcode HFL 705 verfügbar.

Das letzte Einzelbandfilter im Gitterkreis der Begrenzerstufe erhält eine RC-Gitterkombination, die, entgegen der üblichen Praxis, nicht am kalten Ende, sondern zwingend gitterseitig eingefügt werden muss!

Der symmetrische Ratio-Detektor arbeitet mit einem Reinhöfer-Filter 45.12 und 2 Germanium- Dioden AA113 und enthält keine auffälligen Besonderheiten. Die beiden Widerstände R33/34 wurden mit 27k so dimensioniert, dass die DM70 bei Begrenzung voll angesteuert wird.

Mit dem Poti P2 kann beim Abgleich die maximale AM-Unterdrückung eingestellt werden.

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Auch die Schaltung der NF-Endstufe des Empfängers weist keine großen Besonderheiten auf, wenn man von der angewandten Gegenkopplung absieht. Die an der Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers anliegende NF-Wechselspannung wird über einen Spannungsteiler (1k8/100R) an den Fusspunkt des Lautstärkepotentiometers geleitet. Mit der angegebenen Dimensionierung wird eine Gegenkopplung von ca. 6dB erreicht.
Die negative Vorspannung für die Endröhre wird mittels eines 7905 im externen Netzteil erzeugt, die erzielbare Ausgangsleistung von ca. 200 mW ermöglicht mittlere Zimmerlautstärke.

Aufbau Die gesamte Empfängerschaltung (ausser dem Netzteil) ist auf einer einseitig kupferkaschierten Leiterplatte mit den Abmessungen 140x200mm aufgebaut.

Das Layout und der zugehörige Bestückungsplan sind auf den folgenden Abbildungen zu sehen. Beim Bestücken ist darauf zu achten, dass alle im Schaltplan rot gezeichneten Elemente auf der Leiterbahnseite einzubauen sind. Das Platinenlayout kann als Postscript-Datei von dieser Seite heruntergeladen werden. Importiert in ein Grafikprogramm (mit 300dpi) ergibt die Datei einen messerscharfen und absolut masshaltigen Ausdruck zur Filmbelichtung.

Es folgt die Postscript-Datei des Platinen-Layouts: Layout.PS

Leider sind Herkunft und Hersteller des verwendeten 2-fach Drehkos (2x 2-12pF) nicht bekannt. Er befand sich einfach in meinem Bauteilebestand. Soll die Schaltung nachgebaut werden, und ein Drehko gleicher Art ist nicht vorhanden, können natürlich auch andere, elektrisch gleichwertige Drehkos nach mechanischer Anpassung verwendet werden.

Im Eingangsmischteil wurden auf der Leiterbahnseite 2 Abschirmbleche (Breite 30mm) eingesetzt. Sie schirmen den Eingangskreis, den Zwischenkreis und die Oszillatorspule voneinander ab.
Diese Bleche werden auf der Leiterbahnseite, wo sich auch die Spulen befinden, senkrecht auf die durchgehende Massefläche aufgelötet. Die Lage der Bleche ist im Bestückungsplan eingezeichnet. Bei dem oberen Blech müssen an zwei Positionen, an denen eine Leiterbahn kreuzt, kleine ca. 1-1,5mm hohe Ausschnitte gefeilt werden, um Kurzschlüsse zu vermeiden.

Die beiden Wicklungen der Oszillatorspule müssen auf dem Spulenkörper festgelegt werden, damit der Ferritkern nach dem Abgleich unverrückbar bleibt. Dies erreicht man durch einen sparsamen Auftrag von Klebstoff (am besten UHU-plus endfest 300) auf der oberen Spulenseite, der bis durch die Lücke des Spulenkörperfusses hindurchgeht.

Ein Trimmer (10p) parallel zum Oszillatorkreis war bei meinem Aufbau überflüssig, da sich der gewünschte Abstimmbereich ohne zusätzliche Kapazität zum Drehko (2-12pF) einstellte.
Bei Bedarf kann er jedoch auf der Platinenseite eingebaut werden, die entsprechenden Lötpunkte sind im Platinenlayout vorgesehen.

Der Ratio-Elko wurde mit Lötnägeln und Federkontakten steckbar eingebaut. Er kann zum Wobbeln der ZF abgezogen werden.

Der NF-Ausgangsübertrager (Reinhöfer 53.43 / RA =14k) kann nach dem Entfernen des Montagebügels in der Platinenmitte liegend eingebaut werden. Hierzu wird ein rechteckiger Ausschnitt hergestellt, indem man die entlang des Ausschnitts auf der Lötseite der Platine angelegten Zentrierpunkte für einen 2,5mm Bohrer durchbohrt und die Brücken zwischen den Bohrungen entfernt. Dann werden die Kanten mit einer Feile nachbearbeitet. Der AÜ wird mit zwei 3mm Schrauben durch das Blechpaket auf der Platine befestigt.

Hinweise und Bezugsquellen zu verwendeten Bauelementen:

Drossel 6uH                                    Reichelt          Best.-Nr.        MISC 6u
Drossel 33uH                                  Reichelt          Best.-Nr.       SMCC 33u
Steckverbindung zum Netzteil       Reichelt          Best.-Nr.        PS 25/5G BR
Röhrenfassungen                           Oppermann      Best.-Nr.        MRFP 7
Röhren                                           BTB-Elektronik














Schlusswort, Ergebnisse

Unsere Zusammenarbeit während der Entwicklung dieser Radios war ausserordentlich spannend, und wir haben viel über diese Batterieröhren gelernt. Die D 96/97-Serie stellte immerhin den Höhepunkt dieser Art von Batterieröhren in Europa dar, denn in dieser Zeit kamen bereits die ersten Transistoren auf den Markt.

Ausserdem hatten wir beide eine Menge Spass und freuen uns jetzt an den gelungenen Empfängern. Die Empfindlichkeit ist sehr hoch, wir empfangen alle Sender, die wir auch mit anderen Radios empfangen, in sehr guter UKW-Qualität.

Die Frequenzstabilität ist gut, denn es findet, im Gegensatz zu E-Röhren-Mischteilen, keine relevante Erwärmung statt, sodass wir auf eine AFC-Schaltung und eine eigentliche Temperaturkompensation des Oszillators verzichten konnten. Wenn man im Oszillator (spannungsfeste!) NP0- oder Styroflexkondensatoren verwendet, sollten keine relevanten Drift-Probleme auftreten.


Zum Abschluss noch ein "kleines" Video (rd. 30 MB !), welches Ernst Rößlers Batterie-Röhren - UKW-Superhet - Empfänger im Betrieb zeigt.


Literatur
E. Rodenhuis: Röhren für Batterie-Empfänger, Philips technische Bibliothek populäre Reihe 1956