ÜBERLAGERUNGS-EMPFÄNGER für AM
Von Wolfgang Holtmann


Der Wunsch immer kürzere Wellenlängen zu empfangen, stieß auf große Probleme wegen der geringen Verstärkung der damaligen Röhren, sowie der unbefriedigenden Trennschärfe in diesen Bereichen. Das hatte sicherlich auch mit der ansteigenden Anzahl der Sender zu tun.
Weitere Probleme ergaben sich in der mehrfachen Verstärkung der Empfangsfrequenz beim 'Geradeaus-Prinzip', was komplizierte 'Neutralisierungsmaßnahmen' notwendig machte. Das waren die Hauptgründe, um nach neuen Wegen zu suchen.

Die Idee, um über eine 'Frequenzumsetzung' genannte Schwierigkeiten zu umgehen, wurde in den USA durch E.H. Armstrong erdacht und 1918 zum Patent angemeldet. Aber auch L. Lévy in Frankreich 1917, und W. Schottky in Deutschland 1918, hatten gleiche Ideen.
In den darauf folgenden Jahren gab es eine Menge an Ausführungen mit ebenso vielen Namen wie: Autodyne, Ultradyne, Tropadyne usw. Heute benutzt man überwiegend Armstrongs ursprüngliche Wortschöpfung : Superheterodyne-Empfänger, oder kurz: 'Super'.

GESAMT - INHALT

Teil 1 (diese Seite) - DAS PRINZIP

- DIE MISCHUNG
- Additive Mischung
- Multiplikative Mischung
- Direkt geheizte Doppelgitter-Röhre
- Indirekt geheizte Doppelgitter-Röhre
- Hexoden
- Heptoden
- Verbundröhren
- Oktoden
- Entwicklungen im Ausland

- DAS FREQUENZKONZEPT
- Zwischenfrequenz
- Störende Spiegelfrequenz
- Verhältnisse auf Kurzwelle
- Doppelüberlagerung
- Einbereich-Superhet

Teil 2 - DER OSZILLATOR
- Dreipunkt-Gleichlauf
- Ein Schaltungsbeispiel

- DIE ZF-VERSTÄRKUNG
- Schwundregelung
- Funktion der Regelröhren
- Vorwärts- Rückwärtsregelung
- Unveränderliche ZF-Bandbreite
- Variable ZF-Bandbreite

Teil 3 - DIE DEMODULATION
- Mit Einzel-Diode
- Mit Doppel-Diode
- Verzögerte Regelung

- EINSEITENBAND EMPFANG (SSB)
- Die Sendeseite
- Die Empfangsseite
- Seitenbandwahl
- Produkt-Detektor

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INHALT    (Teil 1)

A.        DAS PRINZIP

B.        DIE MISCHUNG
B.1      Additive Mischung
B.2      Multiplikative Mischung
B.2.1   Direkt geheizte Doppelgitter-Röhre
B.2.2   Indirekt geheizte Doppelgitter-Röhre
B.2.3   Hexoden
B.2.4   Heptoden
B.2.5   Verbundröhren
B.2.6   Oktoden
B.3      Entwicklungen im Ausland

C.        DAS FREQUENZKONZEPT
C.1      Zwischenfrequenz
C.2      Störende Spiegelfrequenz
C.3      Verhältnisse auf Kurzwelle
C.4      Doppelüberlagerung
C.5      Einbereich-Superhet

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A.   DAS PRINZIP

Wie der Name schon sagt: 'überlagert' man der zu empfangenen Frequenz eine zweite (Oszillator-)Frequenz, um nach Mischung der beiden, eine neue Frequenz zu erhalten. Diese 'Zwischenfrequenz' (ZF) liegt in einem Bereich der sich leicht verstärken läßt, sowie Selektionskreise mit der gewünschten Bandbreite ohne Schwierigkeiten ermöglicht.
Normalerweise liegt diese ZF fest und nur der Oszillator und der Eingangskreis werden -im Gleichlauf- abgestimmt.


Anm.: Es gibt aber auch Ausnahmen, wobei die Oszillatorfrequenz festliegt (oftmals quarzstabilisiert) und die Zwischenfrequenz von der Eingangsfrequenz bestimmt wird. Als Beispiel hierfür möchte ich die früher mal beliebten KW-Vorsatzgeräte nennen. Man konnte damit einen schmalen Ausschnitt des gewünschten KW-Bandes auf den MW-Bereich 'umsetzen' und dort viel bequemer abstimmen.

Nach Mischung und ZF-Verstärkung, wird anschließend demoduliert. Meistens wird gleichzeitig eine Gleichspannung gewonnen zur 'automatischen Verstärkungsregelung' (AVR), auch Schwundausgleich genannt.

B.   DIE MISCHSTUFE

Das Herzstück eines jeden Superhets ist die Mischstufe. Hier wird das Empfangssignal mit der Oszillatorfrequenz gemengt. Würde man am Ausgang (Anode) einen frequenzunabhängigen Widerstand einfügen, können wir (hauptsächlich) vier Frequenzen feststellen:
1.  die Eingangsfrequenz    Fe
2.  die Oszillatorfrequenz    Fo
3.  die Summenfrequenz     Fo + Fe
4.  die Differenzfrequenz    Fo - Fe
Im Allgemeinen interessiert uns nur die Zwischenfrequenz, welche sich aus der Differenz von Oszillator- und Eingangsfrequenz ergibt. Daher schaltet man ein (auf diese ZF abgestimmtes) Bandfilter in die Anodenleitung der Mischstufe. Das Bandfilter besteht meistens aus zwei induktiv gekoppelten Parallelschwingkreisen. Von dort geht es zur weiteren Verstärkung und Selektion zum nachgeschalteten ZF-Verstärker.

Anm.: Ich will nur die üblichen Röhren-Mischschaltungen behandeln.
Natürlich ist das Prinzip ebenso für UKW und höher gültig. Wegen der in diesen Bereichen auftretenen zusätzlichen Röhrenproblemen, wird darauf erst in einem späteren Artikel eingegangen.

Man unterscheidet zwei Arten der Mischung: die additive oder multiplikative Mischung.

B.1   A d d i t i v e   M i s c h u n g

Hierbei wird der Eingangsfrequenz die Oszillatorfrequenz zugesetzt und gemeinsam dem Steuergitter der Mischröhre angeboten.
Würde man die Röhre im geradlinigen Teil der Ia / Ug1 Kennlinie arbeiten lassen, käme es nur zur einer mehr oder weniger großen Verstärkung der beiden erwähnten Frequenzen, aber kaum zu der beabsichtigten Erzeugung der ZF an L4-C3!
Daher ist ein 'unlineares Glied' zur Funktion des Ganzen erforderlich, wie durch eine:
- Diodengleichrichtung (für cm- und noch kürzere Wellen)
- Gittergleichrichtung (Kathode an Masse, R1-C4 = Gitterkombination)
- Anodengleichrichtung (ohne Gitterkombination. Arbeitspunkt im unteren Knick der Kennlinie, durch den Spannungsabfall an R2)


Abb.2 zeigt schematisch (zu einem Bild komprimiert) drei verschiedene prinzipielle Ausführungen, wobei natürlich immer nur eine(!) davon zur Anwendung kommt.
(A) Man kann die Oszillatorspannung direkt dem Eingangssignal über C1 hinzufügen. Kathode an Masse (Gittergleichrichtung)!
(B) Über L1 wird die Uos dem Eingangskreis L-C induktiv eingekoppelt. Kathode an Masse (Gittergleichrichtung)!
(C) Hier wird in die Kathodenleitung über L3-L2 das Oszillatorsignal eingeschleift. Bei den üblichen Betriebsspannungen ist es für die Steuerung des Elektronenstromes egal, ob man die Spannung am Steuergitter, oder an der Kathode ändert! Mit dem Kathodenwiderstand R2 wird die negative Gittervorspannung erzeugt (B-Einstellung). Die Gitterkombination kann dann entfallen.
Die additive Mischung erfordert eine große Amplitudenkonstanz des Oszillators über den ganzen Abstimmbereich und neigt stark zur Bildung von allerlei ungewünschten Frequenzprodukten (= Pfeifstörungen) bedingt durch die Arbeitspunkteinstellung.
Durch die ungenügende Entkopplung des Oszillators vom Eingangskreis, besteht obendrein die Gefahr einer Abstrahlung der Oszillatorwelle über die Antenne, falls keine HF-Vorstufe vorhanden ist!

B.2   M u l t i p l i k a t i v e   M i s c h u n g

B.2.1   Direkt geheizte Doppelgitter-Röhre:
Die oben genannten Nachteile sind bei der multiplikativen Mischung bedeutend geringer!
Erste Gehversuche (u. a.) wurden schon in den 20er Jahren in Frankreich mit dem "Modulateur-Bigrille" gemacht. Auf eine (damals noch) direkt geheizte Doppelgitter-Röhre wurde dem ersten Gitter die Oszillatorspannung zugeführt, während das zweite Gitter mit dem Eingangskreis verbunden wurde. Im Prinzip vergleichbar mit Abb.3a.


In der dargestellten Schaltung wird außer der Mischung, gleichzeitig (via Rückkopplungswindungen in der Anodenleitung, Sr > So) die Oszillatorschwingung erzeugt.
Die Mischwirkung beruht auf einer Doppelsteuerung des Elektronenstroms zur Anode. Zu Recht spricht man von einer "Modulierung";. Die enstehende Differenz: Fo-Fe ergibt die gewünschte ZF, wobei der Oszillator oberhalb (im Abstand gleich der ZF) schwingt.
Ich möchte das mit der Modulation eines Senders vergleichen. Wird dieser mit einem Ton von 1 kHz amplitudenmoduliert, enstehen ja auch rechts und links von der Trägerwelle eine um 1 kHz höhere und tiefere (zusätzliche) Frequenz. Im Gegensatz zur additiven Mischung, wird bei der multiplikativen Mischung eine möglichst verzerrungsarme Verstärkung in der Mischröhre angestrebt. (A-Einstellung)

B.2.2   Indirekt geheizte Doppelgitter-Röhre:
Anfang der 30er Jahre kamen einige Hersteller mit ähnlichen Schaltungsvorschlägen heraus.
TELEFUNKEN hatte im T 650 praktisch das "Modulateur-Bigrille" Prinzip mit den eigens dafür entwickelten Doppelgitter-Röhren (keine Raumladegitter-Röhren) REN 704d bzw. REN 1817d kopiert (Abb.3b).


Jedoch hafteten diesen Anordnungen die damals bereits bekannten Unvollkommenheiten an, wie:
- Mitzieh-Effekt des Oszillators durch die schlechte elektr. Trennung der beiden Gitter.
- Eine geringe Mischverstärkung (mußte mit einer HF-Vorstufe aufgefangen werden)
Wenn ich mir den Systemaufbau der REN 704d unter der Lupe betrachte (Abb.4), verwundert mich die schlechte Mischverstärkung in der Schaltung nach Abb.3b eigentlich nicht so sehr.
Das schwache Eingangssignal wird auf das weitmaschige und von der Kathode so weit entfernte 2.Gitter(!) gegeben, anstatt auf das engmaschig gewickelte 1.Gitter -mit der viel größeren Steilheit- nahe der Kathode! Siehe zur Verdeutlichung der Steilheitsunterschiede, die von mir aufgenommenen Kennlinien in Abb.5. Beide Gitter werden dazu abwechselnd angesteuert, wobei das jeweils nicht gemessene, auf Kathodenpotential gelegt wird.

Abbild 4 Abbild 5
(Mit der Maustaste das jeweilige Bild anklicken, es wird dann in voller Auflösung dargestellt.)

Die Fa. Mende hatte 1931 diese Zusammenhänge erkannt und im 'Einbereich-Super 360' die -in meinen Augen- bessere Art der Gitterbeschaltung gewählt. Siehe Abb.6. Somit konnte man eine HF-Vorstufe einsparen. Auf den Begriff 'Einbereich-Super' komme ich noch weiter unten zurück.



B.2.3   Hexoden:
Es wurde intensiv nach verbesserten Mischschaltungen gesucht. Wenige Jahre später war dann der Durchbruch auch in Deutschland mit der Mischhexode AH 1 gelungen. Die wenig erfolgreiche Zwischenepisode mit der RENS 1224 überschlage ich mal.
Die erwähnte gegenseitige Beeinflussung der beiden Gitter hatte man durch Hinzufügen von einem positiven g2 gelöst. Das ebenso pos. g4 (oft intern mit g2 verbunden) dient zur Reduzierung der Anodenrückwirkung.


In Abb.7 wird dem kathodennahen g1 das Eingangssignal zugeführt. Dieses Gitter hat sowieso den größten Einfluß (= Steilheit) auf den Elektronenstrom. Obendrein hat man es als 'Regelgitter' ausgebildet, womit sich auch noch eine Schwundregelung für die Mischstufe ergibt.
Durch ein positives g2 getrennt, bekommt das darüber liegende g3 von aussen die Oszillatorfrequenz zugeführt. Diese wird in der AC 2 erzeugt. In der Anodenleitung der AH 1 liegt -wie üblich- der ZF-Kreis.
Wie wir das schon von der Raumladegitter-Röhre her kennen, bildet sich zwischen dem g2 und g3 eine '2.Elektronenwolke', auch Raumladungswolke oder virtuelle Kathode genannt.
Bei stark negativer Spannung am g3, werden viele Elektronen wieder zum pos. g2 zurück gedrängt. Abb.8 (aus 'Rundfunkröhren' von L. Ratheiser) macht das deutlich.


B.2.4   Heptoden:
Diese sind mit den Hexoden vergleichbar, nur hat man zur Ablenkung der von der Anode abprallenden Sekundärelektronen, noch ein Bremsgitter g5 eingefügt.

B.2.5   Verbundröhren:
Es dauerte nicht lange, und man fügte die AH 1 und AC 2 zusammen und schuf die ACH 1.
Damit hat TELEFUNKEN den anfänglich schwierigen Start ins 'Superhet-Zeitalter' mehr als wettgemacht! Dieses Konzept hat sich bis an das Ende der Rundfunk-Röhrenentwicklung halten können! Die entsprechende Schaltungsanordnung ist in Abb.9 zu sehen.


Die Nachfolgetypen waren u.a.: ECH 4, ECH 11, ECH 21, ECH 42, ECH 81
Im Laufe der Zeit wurden auch bei dieser Sorte Röhren Verbesserungen durchgeführt, z.B.:
Einfügung eines Bremsgitters (=Heptode/Triode), sowie bei einigen Typen die getrennte Herausführung des Triodengitters. Damit waren diese Verbundröhren auch für andere Anwendungen einsetzbar.

B.2.6   Oktoden:
Eine andere Lösung zur Erzeugung der Oszillatorschwingung und der gleichzeitigen Mischung in einer(!) Röhre, hat man mit der Schaffung der Oktoden gefunden.
Abb.10 zeigt die Anordnung der Elektroden. Das kathodennahe g1 mit der darüber liegenden Hilfsanode (bestehend aus zwei Stäbchen, nicht ganz korrekt g2 genannt) bildet das Triodensystem für den Oszillator. Der hierdurch beeinflußte Elektronenstrom nimmt seinen weiteren Lauf durch das pos. 3. Gitter. Abhängig vom Potential am g4 (= 2. Steuergitter mit dem HF-Eingangssignal) werden diese Elektronen mehr oder weniger gut zur Anode durchgelassen, d.h. es findet die gewünschte 'Modulation' des Anodenstromes statt.


Auch hier bildet sich zwischen dem g3 und g4 eine '2. Elektronenwolke', wie schon bei der Hexode erläutert. Weiterhin hat man das 2. Steuergitter (g4) als 'Regelgitter' ausgebildet, womit auch hier eine Schwundregelung der Mischstufe möglich wird.
Das ebenso positive g5 (intern mit g3 verbunden) dient zur Reduzierung der Anodenrückwirkung. Das Bremsgitter g6 dient -wie gehabt- zur Abwehr der Sekundärelektronen von der Anode.
Die Standardschaltung mit einer Oktode zeigt Abb.11.


B.3   Entwicklungen im Ausland:
Im Detail abweichende Röhren für Mischstufen wurden natürlich auch ausserhalb Deutschlands entwickelt.
Hier möchte ich zwei Arten des 'Pentagrid-Converters' und einen 'Pentagrid-Mixer' vorstellen. Wie der Name schon sagt: alles Röhren mit 5 Gittern.
Die Bilder stammen aus dem 'Electronic Tube Handbook' De Muiderkring, Niederlande.


Abb.12 zeigt die amerik. Röhre 6 A 8 als Mischer und Oszillator. Man kann diese gut mit der bereits besprochenen Oktode nach Abb.10 vergleichen. Es fehlt hier nur das Bremsgitter. Pin 5 ist mit dem 1. Steuergitter verbunden und das darüber liegende (an Pin 6) hat die Funktion der Anode des Oszillators. Das 2. Steuergitter an Pin 9 erhält das HF-Eingangssignal und läßt sich ausserdem noch regeln mit der AVR (autom. Verstärkungsregelung oder auch Schwundausgleich genannt).


In Abb.13 wird bei der 6 BA 7 die Oszillatorfrequenz in der induktiven Dreipunktschaltung mit Hilfe einer Kathodenrückkopplung erzeugt. An Pin 7 liegt das 2. Steuergitter für das Eingangssignal mit AVR. Man der Röhre auch noch ein Bremsgitter (an Pin 6) verpaßt.


Eine reine Mischschaltung (Pentagrid-Mixer) ist in Abb.14 mit der 6 L 7 zu sehen. Abweichend von den Vorgängern, wird das Eingangssignal mit AVR auf das untere, 1. Steuergitter an Pin 9 gegeben. Die Oszillatorfrequenz muß jetzt getrennt auf das 2. Steuergitter an Pin 5 gelegt werden.

Ich möchte nicht unerwähnt lassen, dass auch amerikanische Versionen der bereits besprochenen Verbundröhren vom Typ ECH xx entwickelt wurden. Z.B. 6 P 8 und 6 J 8

C.    DAS FREQUENZKONZEPT

Um einen weitgehend störungsfreien Empfang zu erzielen, bedarf es einer genauen Wahl der Oszillator- und Zwischenfrequenz. Durch die prinzipiell notwendige Überlagerung der Empfangsfrequenz mit einer starken Oszillatorfrequenz (und deren Oberwellen), sind Interferenzen (Pfeifstörungen) sozusagen vorprogrammiert. Es heißt diese, für den gewünschten Empfangsbereich, auf ein Minimum zu reduzieren! Anstatt hier nun Formeln aufzuschreiben, habe ich mich auf die wichtigsten Störmöglichkeiten konzentriert und will mit einigen konkreten und praxisnahen Beispielen versuchen, die Materie zu verdeutlichen.

C.1    Zwischenfrequenz:

Wir wissen bereits, dass die zu erzeugende ZF durch Mischung der Empfangsfrequenz mit der Oszillatorfrequenz entsteht. Diese ZF wird dann in einer oder meheren Stufen verstärkt und anschließend demoduliert.
In der Anfangszeit des Rundfunks hat man als ZF oftmals recht niedrige Frequenzen -um die 55 kHz- gewählt. Später, mit den techn. Verbesserungen, kamen Empfänger mit einer ZF um die 120 kHz auf den Markt. Etwa ab Mitte der 30er Jahre konnten sich für den AM-Rundfunk, 455...478 kHz allgemein durchsetzen.

So paradox es auch klingt, in den meisten Superhets ist auch ein 'Geradeaus-Empfänger' (für die ZF) verborgen. Daher muß verhindert werden, dass von aussen eingedrungene Signale auf der Zwischenfrequenz, ungewollt mitverstärkt werden. Sonst käme es ja zu unangenehmen Interferenzen mit der umgesetzten Empfangsfrequenz!
Zur Unterdrückung dieser Störungen, wird oftmals ein eigens dafür vorgesehener 'Saugkreis' (L-C in Serienresonanz, auf die ZF abgestimmt) zwischen Antenneneingang und der Erdbuchse gelegt.

C.2    Störende Spiegelfrequenz:

Mit 'Spiegelfrequenz Fs' ist die 'spiegelbildlich' (im Abstand der ZF) von der Oszillatorfrequenz entfernte und ungewünschte 2. Empfangsmöglichkeit bei Superhets gemeint.
Einfach ausgedrückt: ein Spiegelempfang ist im doppelten Abstand der ZF (gewöhnlich) oberhalb des eingestellten Senders zu erwarten! Fs = Fe + (2 x ZF).
Ich nenne den Begriff 'Spiegelfrequenz' in der Einzahl. Das darf aber nicht zu dem Fehlschluß führen, als hätten wir es nur mit 'einer' bestimmten Frequenz zu tun. Nein, dieses Übel folgt der Abstimmung auf Schritt und Tritt.
Andererseits, ist diese Frequenz zufällig nicht belegt, kommt es auch zu keinen störenden Interferenzen! Weiterhin kann man durch besondere Maßnahmen die neg. Auswirkungen mildern. Abb.15 zeigt ein Beispiel dazu:


Wir empfangen im MW-Bereich einen Sender auf Fe=603 kHz. Dieser wird auf die (angenommene) ZF von 460 kHz umgesetzt. Dafür muß der Oszillator 460 kHz höher schwingen, also auf Fo=1063 kHz. Bei dieser Sendereinstellung könnte(!) ein starker Sender auf 1523 kHz (= Spiegelfrequenz Fs) ebenfalls eine Zwischenfrequenz von 460 kHz erzeugen.
Das bedeutet jedoch einen gleichzeitigen Empfang von zwei (!) Stationen. Das kann nicht gut gehen!

Nun ist die Frequenz 1523 kHz in Europa nicht offiziell zugewiesen. Wohl würde eine starke Station in der Nähe dieser Spiegelfrequenz, auf 1521 kHz z.B., ein Mischprodukt von 458 kHz ergeben. (=1521 - 1063 kHz). Dieses liegt gleichfalls im Durchlaßbereich des ZF-Verstärkers! Somit kommt es bei der Demodulation zu einer Interferenz mit dem gewünschten (603 kHz) Nutzsignal, (welches ja bereits auf die nominale ZF von 460 kHz umgesetzt wurde) und dem zusätzlichen Mischprodukt von 458 kHz, hervorgerufen durch den Empfang in der Nähe der Spiegelfrequenz. Das Ergebnis ist ein störender 2 kHz Pfeifton!

In Abb.16 wiederholen wir die Prozedur, aber diesesmal mit einer ZF von nur 120 kHz. Der Oszillator schwingt jetzt auf 723 kHz. Spiegelbildlich dazu haben wir nochmals 120 kHz höher, die Spiegelfrequenz von 843 kHz. D.h., ein starker Sender auf 846 kHz (im 9 kHz-Raster) würde einen Interferenzton von 3 kHz erzeugen.


Man erkennt, dass eine niedrige ZF die (immer vorhandene) Spiegelfrequenz viel dichter an die eigentliche Empfangsfrequenz rückt. Das unterstreicht die Notwendigkeit einer besseren Vorselektion zur Unterdrückung dieser Störfrequenz! Deutlich zu erkennen sind die -gegenüber der einfachen Vorselektion (gestrichelt gezeichnet)- steileren Flanken. Je besser die Güte der Eingangskreise (= tiefe Absenkung der Resonanzkurve), umso weniger wird die weitabliegende Spiegelfrequenz störend in Erscheinung treten.
Die Selektivität des Eingangskreises (bzw. der Eingangskreise) bestimmt somit das Maß der 'Spiegelfrequenzunterdrückung'. Diese wird durch das Verhältnis U1/U2 ausgedrückt.

In der praktischen Ausführung hat man bei den Uralt-Radios ohne HF-Vorstufe, meistens ein doppelt abgestimmtes Eingangsbandfilter benutzt. Mit HF-Vorstufe, sah man im Gitter- und Anodenkreis ebenfalls abgestimmte Selektionskreise vor. Das ergab, mit dem Oszillator zusammen auf einer Achse, einen Dreifach-Abstimmdrehkondensator!

C.3    Verhältnisse auf Kurzwelle:

Leider ist die gewünschte Eingangsselektivität mit steigender Frequenz immer schwerer (kostengünstig) zu realisieren. Bei den Radios mit KW-Bereich und der üblichen ZF von 460 kHz, ist theoretisch mit recht starken Störungen durch Spiegelempfang zu rechnen.
Glücklicherweise sind die interessierenden Rundfunkbänder so eingeteilt, dass es trotz der geringeren Vorselektion, kaum zu nennenswerten Interferenzen kommt. Es wäre schon reiner Zufall, wenn auf der Spiegelfrequenz eine starke kommerzielle Station durch käme.
Eine einfache Rechnung macht deutlich: der Empfang des 49m-Bandes (5900..6200 kHz) kann nur durch Stationen im Frequenzbereich von 6820...7120 kHz gestört werden. Das 41m-Band geht aber von 7100...7300 kHz.

Anmerkung: Bisher wurde immer davon ausgegangen, dass der Oszillator über der Empfangsfrequenz schwingt. Das ist bei KW (und noch höheren Frequenzen) nicht zwingend notwendig. Genau so gut kann man die Oszillatorfrequenz im Abstand der Zwischenfrequenz unterhalb der gewünschten Empfangsfrequenz legen. Die lästige Spiegelfrequenz ergibt sich dann nach der Formel: Fs = Fe - (2 x ZF)

C.4    Doppelüberlagerung:

Für die regelmäßigen Benutzer der KW-Frequenzen (Radio-Amateure z.B.) hat man darüber nachgedacht, eine Lösung des beschriebenen Problems zu finden. Das Zauberwort heißt 'Doppelüberlagerung', oft auch als 'Doppelsuper' bezeichnet. Das Prinzip ist in Abb.17 dargestellt.


Man muß nur dafür sorgen, dass die ungewünschte Spiegelfrequenz nicht zu dicht an die Empfangsfrequenz rückt. Aus den vorhergehenden Erläuterungen haben wir gesehen, dass das durch eine drastische Erhöhung der ZF zu erreichen ist.
In einigen kommerziellen KW-Empfängern wählte man dafür als 1. ZF die 21,4 MHz (manchmal noch höher). Nun liegen alle Spiegelfrequenzen 42,8 MHz (=2 x 21,4 MHz) von der Empfangsfrequenz entfernt! Damit ist mit rel. einfachen Mitteln eine ausreichende Unterdrückung der jetzt weitab liegenden Störfrequenzen gegeben. Man sagt, der Empfänger hat eine gute 'Weitabselektion'.
Bei dieser hohen Zwischenfrequenz ist aber keine befriedigende 'Nahselektion' zu realisieren. Diese ist wiederum erforderlich, um die dicht beieinander liegenden Stationen gut trennen zu können. Die entsprechend schmale ZF-Durchlaßkurve erhält man, indem kurzerhand die 1. ZF von 21,4 MHz nochmals überlagert (im gezeigten Beispiel mit einer Festfrequenz von 21,860 MHz) und zu einer 2. ZF von 460 kHz runter gemischt wird. Hier geschieht dann die Hauptverstärkung mit der gewünschten Trennschärfe.
Der techn. Fortschritt (PLL-Schaltungen usw.) ermöglichte den Bau eines genügend frequenzstabilen 1. Oszillators für den geforderten Frequenzbereich.

C.5    Einbereich-Superhet:

Um die lästige LW-MW-Umschaltung zu umgehen (Einsparung des Wellenschalters), erdachte man folgendes Prinzip:
Legt man die Zwischenfrequenz über (!) die höchste zu empfangende Frequenz, läßt sich ohne Oszillatorumschaltung, der gesamte Rundfunkbereich (mit Ausnahme der Kurzwelle) erfassen.
Ausgehend von der damaligen (!) Frequenzverteilung, wurden die Frequenzen von 150 ...1500 kHz auf eine ZF von ca. 1600 kHz umgesetzt. Das bedeutet eine Oszillatorfrequenzvariation von 1750...3100 kHz. Mit einem einfachen Drehko ist das leicht zu verwirklichen, weil das Frequenzverhältnis jetzt nur 1 : 1,77 beträgt!

In dem schon vorgestellten Mende 360 (Siehe Abb.6 weiter oben) wurde dieses Empfangskonzept angewendet. Der Spiegelempfang käme dann zwischen 3350...4700 kHz zu liegen, also in einem Bereich der weit genug vom LW/MW Rundfunkbereich entfernt ist und wo so gut wie keine starken Rundfunksender zu erwarten sind. Damit werden nicht allzu hohe Anforderungen an die Vorselektion gestellt. Beim Mende 360 sah man dafür einen Drehko C mit einer 'mitlaufenden' induktiven Abstimmung L vor. Der Drehko alleine könnte nicht das Frequenzverhältnis (immerhin 1 : 10) des gesamten Empfangsbereiches überdecken.

Andere Hersteller von Einbereich-Supern haben es sich noch einfacher gemacht:
Mit einem breitbandigen Eingangskreis, gebildet aus einem 'Tiefpaß' (fest abgeglichenes Netzwerk aus Spulen, Kondensatoren und Widerständen) wird erreicht, dass nur der gewünschte Empfangsbereich zur Mischstufe 'passieren' kann. Es braucht zur Sendereinstellung nur der Oszillatordrehko bedient werden und 'Gleichlauf-Probleme' waren damit auch aus der Welt geschaffen.
Aber wo Licht ist, ist auch Schatten! Ich nenne mal zwei Minuspunkte:
- Die rel. hohe Oszillatorfrequenz war viel schwieriger frequenzstabil zu machen (Gefahr des Weglaufens des eingestellten Senders)
- Die hohe ZF verlangte einigen Aufwand um die erforderliche, schmale Bandbreite zu erreichen.
Bekanntlich wurde in der Nachkriegszeit der MW-Bereich bis 1620 kHz erweitert. Daher müßte man heutzutage eine ZF deutlich oberhalb dieser Frequenz wählen.

Hier gehts weiter, zum zweiten Teil der Überlagerungsempfänger-Seite.

Hier gehts weiter, zum dritten Teil der Überlagerungsempfänger-Seite.

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