Trioden-SE mit der Röhre PCL805
in drei Teilen, Kapitel 1
von Frank Kneifel

In meinem vorherigen Projekt hatte ich eine Pentoden-SE-Endstufe gebaut um daran die Auswirkungen eines Lautsprechers zu testen und zu dokumentieren. Ich könnte hier auch die Bezeichnung "Kapitel 3" nehmen, da es eine Vortsetzung der Messreihe ist.  Ich habe es trotzdem Kapitel 1 genannt da es ein abgeschlossenes Projekt ist.
Nun sollte nach der Pentodenendstufe die Messungen auch noch an einer Triodenendstufe erfolgen, damit man die Ergebnisse miteinander vergleichen kann.
Wieso aber die PCL805? Wie so viele kann ich mich quasi damit totschmeißen. Warum also nicht schauen was man damit machen kann.
Auf der Homepage von Tom Schlangen habe ich dann das Triodendiagramm für die PCL805 gefunden und das sah wirklich gut aus.
Bild01


Aus dem Diagramm ist ersichtlich, dass sich die Röhre weit aussteuern lässt. Das deutet auf eine relativ hohe Ausgangsleistung im Verhältnis zur maximalen Anodenverlustleistung hin.
Wie komme ich darauf?
Ich betreibe die Röhre ohne Gitterstrom, das heißt, ich steuere sie nur mit einer Spannung und es fließt kein Strom durch das Gitter. Dazu muss ich rechts von der 0V-Gitterlinie bleiben. Sobald ich links von der 0V-Gitterline komme, fließt ein Gitterstrom und die Treiberstufe hat andere Arbeitsbedingungen. Und eine Treiberstufe, die mit und ohne Gitterstrom verzerrungsarm läuft ist nicht ohne. Zweitens ist kein Gitterstrombetrieb bei der Röhre angegeben. Ich weiß also auch nicht ob die Röhre bei Gitterstrombetrieb geschädigt wird. Also ohne Gitterstrom, ist einfacher zu konstruieren und bringt auch nicht viel mehr an zusätzliche Ausgangsleistung.
Vergleiche ich das Triodenkennliniendatenblatt der PCL805 mit der EL84, ist über den Daumen zu sehen, dass mit der PCL805 mehr Ausgangsleistung zu erreichen ist wie mit der EL84 obwohl die EL84 12W Anodenverlustleistung im Gegensatz zu den 8W der PCL805 verkraften kann.
Die 0V-Gitterlinie der EL84 liegt bei bedeutend höheren Anodenspannungen als bei der PCL805.

Dann geht es jetzt mal an die Planung. Wie immer fängt man von Hinten an, also bei der Endröhre.
Bei Triodenendstufen gibt es zur Berechnung des Ra verschiedene Faustformeln wie z.B. R_a = 3 - 4 * R_i. Ich gehe aber einen anderen Weg.
Ich lege die Arbeitsgerade nach der maximalen Anodenspannung fest. Bei der Arbeitsgeraden habe ich die maximale Ausgangsleistung und die geringsten Verzerrungen (im Regelfall). Der nächste Vorteil ist, dass bei hoher Anodenspannung ein geringerer Strom fließt im Gegensatz zu geringer Anodenspannung bei gleicher Verlustleistung. Die Katode wird dadurch geringer belastet und hält länger. Meinem Wissen nach ist die Katode der Punkt, wo die Röhre durch Abnutzung der Katodenbeschichtung altert bzw. verschleißt.

Oder aber ich schaue nach was für einen übertrager ich habe ich lege die Daten so fest, dass es mit dem übertrager passt.
Eine mögliche Arbeitsgerade für einen Ra = 5,2kΩ (übertrager für die „EL84-Standardimpedanz“ befanden sich in meinem Fundus) ist in diesem Diagramm eingezeichnet. (Hier kommt auch die Faustformel R_a = 3 - 4 * R_i hin.)
Bild02


Ich gehe hier schon dicht an die maximale Verlustleistung (P_a + P_g2) ran. Wie hoch wäre die zu erwartende Ausgangsleistung?
Dazu schaue ich mir den Anodenspannungsunterschied zwischen Ruhezustand und maximale Aussteuerung an.
Die Anodenspannung liegt im Ruhezustand bei U_a = 240V.
Die Anodenspannung liegt bei Vollaussteuerung (U_g1 = 0V) bei U_a1 = 80V
Der Anodenspannungsunterschied beträgt  ΔU_a = U_a - U_a1 = 240V - 80V = 160V.
Jetzt besteht aber Musik aber im Regelfall aus sinusförmigen Signalen und hier habe ich die Spitze-Spannung (U_s) ermittelt.
Also mal schnell den Effektivwert ausrechnen nach


Die Leistung berechnet sich dann aus

Es wäre hierbei eine Ausgangsleistung von 2,46W zu erwarten.
Na, das ist ja schon mal mehr als mit einer EL84 in Triodenschaltung.

Um die Röhre voll auszusteuern benötige ich dabei eine Gitterspannungsänderung von ca. 24V. Die Triode der Verbundröhre hat ein µ = 65 und es besteht die Forderung von einer Eingangsempfindlichkeit von 0,5V. Die Vorstufe müsste eine Spannungsverstärkung von 48 bewerkstelligen. Da ich zwecks Linearisierung den Katodenwiderstand der Treiberröhre nicht mit einem Kondensator überbrücken will und auch noch eine „über-alles-Gegenkopplung“ geplant ist, reicht hier ein System nicht mehr aus.

Also nehme ich eine zweite PCL805.
Die beiden Pentoden als Pseudotriode kann ich dann parallel schalten. Somit ist eine höhere Anodenspannung beim gleichzeitig niedrigeren Anodenstrom möglich.
Da sich der Ra auf beide Pseudotrioden aufteilt, „sieht“ jedes System den R_a * 2, also 10,4kΩ.
Die Anodenspannung lege ich relativ dicht an die Grenzdaten. Erlaubt sind laut Datenblatt 300V Ua, ich lege sie mit Ua = 275V fest.
Jetzt kann man einwenden, dass die maximale Schirmgitterspannung Ug2 überschritten wird. Das ist als Pseudotriode aber nicht tragisch, da das Schirmgitter immer die Spannung der Anode hat. Als Pentode kann es ja den Fall geben, dass die Anode nur 50V hat und das Schirmgitter 250V. Kommt bei Pseudotriodenbetrieb aber nicht vor, hier haben Anode und Schirmgitter immer die gleiche Spannung.
Hier die eingezeichnete Arbeitsgerade.
Bild03
Nach der oben schon angesprochenen Formel kann ich wieder die zu erwartende Ausgangsleistung berechnen. Sie liegt hier bei ca. 2,2W mit einem System. Da zwei Systeme parallel geschaltet sind, ist mit einer Ausgangsleistung von 4,4W zu erwarten.
Um die Gittervorspannung zu erzeugen, muss der Katodenwiderstand

betragen. Ich nehme den nächst dichteren Wert mit 1,2kΩ.
Jetzt kommt der Katodenkondensator, der den Katodenwiderstand wechselstrommäßig kurzschließt. Als frequenzbestimmendes Glied legt der übertrager die untere Grenzfrequenz f_u = 20Hz fest.
Ich nehme die Faustformel R_c = 0,1 * R_k, daraus ergibt sich


ich nehme den nächst höheren verfügbaren Wert mit 100µF.

Jetzt habe ich zwei Trioden zur Verfügung um einen zweistufigen Treiber zu realisieren. Da die beiden Stufen direkt gekoppelt werden sollen, arbeiten sie mit relativ geringen Anodenspannungen im Verhältnis zur verfügbaren Betriebsspannung.

Für die erste Stufe habe ich folgenden Anodenwiderstand ermittelt.
Bild04
Mit einem Anodenwiderstand von R_a = 100kΩ habe ich als Betriebsspannung für die erste Stufe U_b1 = 200V gewählt.
Die Anodenspannung beträgt hier U_a = 82V, der Anodenstrom liegt bei ca. I_a = 1,2mA.
Der Katodenwiderstand berechnet sich nach

Ich habe den nächsten Wert mit 1,2kΩ gewählt.

Die Spannungsverstärkung dieser Stufe kann aus dem Datenblatt abgelesen werden. Bei einer änderung der Gitterspannung  ΔU_g = 0,5V ändert sich die Anodenspannung  ΔU_a = 21V.
Die Spannungsverstärkung beträgt

Dieser Verstärkungsfaktor ergibt sich aber nur bei einem mit Kondensator überbrückten Katodenwiderstand.
Da der Katodenwiderstand wegen Rückkopplung nicht überbrückt ist, habe ich zugleich eine Stromgegenkopplung. Dadurch wird der Kennlinienverlauf linearer, die Verstärkung nimmt ab und der Innenwiderstand der Röhre wird größer.
Die mit Stromgegenkopplung vorhandene Verstärkung errechnet sich aus

Bis auf R_i (Innenwiderstand der Triode) sind alle Werte bekannt. Also schnell Ri ermitteln.
Der Ri kann anhand der Steigung der Kennlinien ermittelt werden.
Ich zeichne bei meinem gewählten Arbeitspunkt (82V, 1,2mA) jeweils eine Gerade senkrecht und waagerecht zu den benachbarten Gitterkennlinien.
Daraus kann ich dann die Verstärkung v und die Steilheit S ableiten.
Bild05
Die Verstärkung v ergibt sich aus der Anodenspannungsänderung geteilt durch die Gitterspannungsänderung im Arbeitspunkt.

Die Steilheit S ergibt sich aus der Anodenstromänderung geteilt durch die Gitterspannungsänderung im Arbeitspunkt.

Der Innenwiderstand berechnet sich dann aus

Jetzt kann ich mich wieder auf die Verstärkung mit Katodenwiderstand stürzen.

Die Verstärkung mit nicht kapazitiv gebrückten Katodenwiderstand ist Vu’ = 32,2. Die Verstärkung geht zwar runter, die Kennlinien werden damit aber noch linearer. Im Vorfeld habe ich schon ermittelt, dass die Treiberstufe fast optimal linear arbeitet. Mit dem nicht durch einen Kondensator überbrückten Katodenwiderstand werden Unlinearitäten minimiert.

Hier der Schaltplan der ersten Stufe.
Bild06

Jetzt auf zur zweiten Stufe.
Hier habe ich einen anderen Anodenwiderstand gewählt.
Bild07
Hier habe ich einem Anodenwiderstand von R_a = 47kΩ und als Betriebsspannung für die zweite Stufe U_b2 = 200V gewählt.
Die Anodenspannung beträgt hier U_a = 100V, der Anodenstrom liegt bei ca. I_a = 2,2mA.
Der Katodenwiderstand berechnet sich nach

Ich habe den nächsten Wert mit 680Ω gewählt.

Die Spannungsverstärkung dieser Stufe kann aus dem Datenblatt abgelesen werden. Bei einer änderung der Gitterspannung  ΔU_g = 0,5V ändert sich die Anodenspannung  ΔU_a = 20V.
Die Spannungsverstärkung beträgt

Dieser Verstärkungsfaktor ergibt sich aber nur bei einem mit Kondensator überbrückten Katodenwiderstand.
Da der Katodenwiderstand wegen Rückkopplung nicht überbrückt ist, habe ich zugleich eine Stromgegenkopplung. Dadurch wird der Kennlinienverlauf linearer, die Verstärkung nimmt ab und der Innenwiderstand der Röhre wird größer.
Die mit Stromgegenkopplung vorhandene Verstärkung errechnet sich aus

Bis auf R_i (Innenwiderstand der Triode) sind alle Werte bekannt. Also schnell R_i ermitteln.
Der R_i kann anhand der Steigung der Kennlinien ermittelt werden.

Ich zeichne bei meinem gewählten Arbeitspunkt (100V, 2,2mA) jeweils eine Gerade senkrecht und waagerecht zu den benachbarten Gitterkennlinien.
Daraus kann ich dann die Verstärkung µ und die Steilheit S ableiten.
Bild08
Die Verstärkung v ergibt sich aus der Anodenspannungsänderung geteilt durch die Gitterspannungsänderung im Arbeitspunkt.

Die Steilheit S ergibt sich aus der Anodenstromänderung geteilt durch die Gitterspannungsänderung im Arbeitspunkt.

Der Innenwiderstand berechnet sich dann aus

Jetzt kann ich mich wieder auf die Verstärkung mit Katodenwiderstand stürzen.

Durch die direkte Kopplung der beiden Stufen muss die Katode der zweiten Röhre mit einem Widerstand „hochgelegt“ werden.
An diesem Widerstand fallen ca. 82V ab bei einem Strom von 2,2mA. Der Widerstand muss dann 37,27kΩ betragen, ich nehme den nächsten Wert mit 39kΩ. Dieser Widerstand wird normalerweise mit einem Kondensator gebrückt. Lasse ich den Kondensator weg, fließt dieser Widerstand mit in die Berechnung der Verstärkung mit ein. Trage ich den Widerstand mit in die Formel ein, ergibt sich eine Verstärkung von 1,13. Teile ich den Katodenwiderstand z.B. in zwei Widerstände mit 22kΩ und 15kΩ auf und brücke nur den 22kΩ-Widerstand mit einem Kondensator, so ergibt sich eine Verstärkung von 2,78.

Dadurch habe ich die Möglichkeit, die Verstärkung der zweiten Stufe in weiten Bereichen anzupassen.
Hier der Schaltplan der ersten und zweiten Stufe.
Bild09

Warum habe ich den Anodenwiderstand in der ersten Stufe mit 100kΩ und in der zweiten Stufe mit 47kΩ festgelegt?
Mit einem höheren Anodenwiderstand würde die Verstärkung steigen und die Röhre würde linearer arbeiten (Sehen kann man das, wenn man die Diagramme Bild4 und 6 vergleicht).
Mit einem höheren Anodenwiderstand fließt aber ein geringerer Anodenstrom. Dadurch steigt der Innenwiderstand der Röhre und somit steigt der Innenwiderstand der Verstärkerstufe.
Die nachfolgende Röhre hat eine Eingangskapazität. Es sind zwar hier nur ein paar Picofarad, aber immerhin. Gleichzeitig habe ich zwischen Anode und Gitter der nachfolgenden Stufe eine bestimmte Strecke mit Kabeln zu überwinden. Hier kann ich mir Störungen einfangen.
Je geringer jetzt der Innenwiderstand der Verstärkerstufe ist, umso geringer wirkt sich die Eingangskapazität der nachfolgenden Stufe aus und umso geringer sind die Auswirkungen von Störeinstrahlung.

Flugs noch ein paar Widerstände zur Anpassung der Betriebsspannung der Vorstufen berechnet (R13 und R9) und fertig ist die Schaltung.
Bild10
Jetzt folgen noch ein paar Messungen mit verschiedenen übertragern.

Als erstes der Frequenzgang ohne Gegenkopplung mit dem ATRA0211 von „Frag Jan zuerst“.
Bild11
Sieht zwar gerade im Hochtonbereich nicht ideal aus, für so einen günstigen übertrager in Ordnung. Ab 10kHz liegt schon ein Frequenzabfall von ca. 3dB vor.
Mal sehen, was die Gegenkopplung hier ausbügeln kann.

Jetzt die Messung des Frequenzgangs mit ATRA0211 und mit 3dB Gegenkopplung.
Bild12
Das sieht schon bedeutend besser aus. Der Abfall zu 20kHz beträgt zwar ca. 5dB, mit ein bisschen Finetuning lässt sich hier aber bestimmt noch ein bisschen mehr rausholen.

Als nächstes der Frequenzgang ohne Gegenkopplung mit dem ATRA0247 von „Frag Jan zuerst“.
Bild13
Das sieht schon bedeutend besser aus. Hier sieht man, dass der übertrager um Klassen besser ist. Der Anstieg ab 3kHz beträgt ca. 2dB und mit ein bisschen Anpassung der Schaltung sollte man diesen geradebügeln können.

Jetzt die Messung des Frequenzgangs mit ATRA0247 und mit Gegenkopplung.
Bild14
Hier ist der Frequenzgang schon fast wie am Lineal gezogen. Der Anstieg ab 20kHz lässt sich mit leichten Anpassungen der Schaltung in den Griff bekommen.
Da der übertrager ATRA0247 nicht mehr zu bekommen ist, habe ich den baugleichen ATRA0288 für das Projekt benutzt.
Der Unterschied ist, dass der ATRA0247 Anschlusslitze hat, der ATRA0288 hat Lötösen. Von den Werten sind sie sonst gleich.

Hier habe ich es geschafft, mit günstigen Mitteln einen Trioden-Amp zu bauen, der mit ca. 4,5W und linearen Frequenzgang die meisten EL84-SE-Amps auf die hinteren Ränge verbannt.
Hat man jetzt noch 4 Stück ECL805 oder ECL85 im Fundus, reicht komplett der Netztrafo TRA0201 von „Frag Jan zuerst“ für Betriebsspannung und Heizung.
Da ich die PCL805 (Heizung 17,5V/300mA) eingesetzt habe, erfolgte die Heizspannungsversorgung aus zwei Laptopnetzteilen mit jeweils 19V, die durch Vorwiderstände auf 17,5V angepasst wurde.
Es würde zwar ein Netzteil für alle PCL805 ausreichen, im Einschaltmoment mit kalten Heizfaden würde aber der Einschaltstrom den Maximalstrom des Netzteils übersteigen.
Mit zwei PCL805 wird auch im Einschaltmoment das Netzteil nicht überlastet.

Jetzt noch ein paar Bilder der Endstufe.
Bild15
Ansicht von unten mit einem Teil der Bauteile.

Bild16
Detailansicht von unten. Die kleinen Ferritperlen habe ich eingesetzt um Schwingungen durch zu lange Anschlüsse zu vermeiden. Ich hätte die Anschlüsse auch kürzer verlegen können, dann müsste ich sie aber kreuz und quer legen.

Bild17
Ansicht von oben. Die Isolierbandstreifen sollen ein Zerkratzen der Trafohauben und der Elkos bei der Montage verhindern.

Bild18
Ansicht der fertigen Endstufe von unten.

Bild19
Die Laptopnetzteile für die Heizung passen gerade so in das Gehäuse. Sie sind mit Klettband an der Bodenplatte befestigt.

Bild20
Ansicht von vorne der fertigen Endstufe. Der Lautstärkeregler soll noch gegen einen Holzknopf getauscht werden.

Bild21
Ansicht von oben.

In Kapitel 2 folgt die Messung der Endstufe an einem Messwiderstand und an einem realen Lautsprecher.

C - Kondensator
C_k - Katodenkondensator
f - Frequenz
f_-3dB - Grenzfrequenz, bei dieser Frequenz ist der Pegel um 3dB geringer als der durchschnittlichen Pegel.
f_u - untere Grenzfrequenz
I_a - Anodenstrom
I_k - Katodenstrom
I_Rk - Katodenwiderstandsstrom
P_a - Anodenverlustleistung
P_a max - maximale Anodenverlustleistung
π - Zahl Pi (3,1415927)
R_a - Anodenwiderstand
R_aus - Ausgangswiderstand
R_c - Widerstand des Kondensators bei einer bestimmten Frequenz
R_e - Eingangswiderstand
R_i - Innenwiderstand der Röhre
R_k - Katodenwiderstand
R_v - Vorwiderstand
S - Steilheit der Röhre
U_a - Anodenspannung
U_b - Betriebsspannung nach Vorwiderstand
U_B - Betriebsspannung
U_eff - Effektivspannung
U_g - Gitterspannung
U_g2 - Schirmgitterspannung
µ - Verstärkungsfaktor der Röhre
v - Verstärkungsfaktor der Vertärkerstufe
V_u - Spannungsverstärkung