SYNCHRON-DETEKTOR von Thomas Moppert

SYNCHRON-DETEKTOR
- von Thomas Moppert

EINLEITUNG

Beim Mittelwellen- und besonders beim Kurzwellenempfang treten die bekannten Schwunderscheinungen auf. Besonders der Trägerschwund (selektives Fading) erzeugt hässliche Verzerrungen, die Sprache unverständlich und Musik ungeniessbar machen.

Wie funktioniert der vorliegende Synchrondetektor? Um dem Trägerschwund zu begegnen, wird von einem internen Oszillator ein Hilfsträger erzeugt. Dieser wird mittels einer Phasenschleife mit dem Empfangssignal (Zwischenfrequenz) nach Frequenz und Phase synchronisiert (Phase locked loop, PLL). Demoduliert wird in einem Produktdetektor durch Mischen der eingespeisten, modulierten Zwischenfrequenz mit dem stabilen, synchronisierten Träger. Ergebnis ist die verzerrungsarme Audio-Frequenz.

Wer schon einmal Gelegenheit hatte, mit einem Synchrondetektor Radio zu hören, wird bestätigen, dass damit ein erstaunlich guter Empfang auch schwerst gestörter Signale möglich wird. Das Besondere der Wellen aus dem weiten Aether geht dabei nicht verloren, und es wird wieder ein besonderer Genuss, Radio aus aller Welt zu hören.

Die Idee, diesen Synchrondetektor zu bauen, kam mir, nachdem ich für einige meiner Halbleiterempfänger die Schaltung nach Jukka Vermasvuori OH2GF Original_Synchron-Detektor_ARRL.pdf "A synchronous AM Detector for 455 kHz" (erschienen 1995 im ARRL Handbook) gebaut hatte.
Ich wollte für meinen Röhren-Super eine Röhrenadaptation dieses Detektors versuchen. Die Betriebsspannung sollte nur 70 Volt betragen...

Als Voraussetzungen für eine erfolgreiche Realisation sind zu beachten: Der Empfänger sollte einen frequenzstabilen Oszillator aufweisen, eine Frequenzaufbereitung mit PLL oder DDS ist aber nicht Voraussetzung. Für Kurzwelle ist eine Feineinstellung natürlich ideal.
Am Empfänger muss ein 50-W-ZF-Ausgang hergestellt werden. Dies ist nicht problematisch, Vorschläge dazu folgen unten. Die ZF des Empfängers muss bekannt sein oder gemessen werden.

Als Equipement sind nützlich: HF-Generator mit Modulationsmöglichkeit, Oszilloskop mit HF-Tastkopf 1:10, Frequenzzähler.

Die Erlaubnis des Verlages der American Radio Relay League (ARRL), diese modifizierte Schaltung zu veröffentlichen, liegt ausdrücklich vor. Die Originalschaltung findet sich hier (PDF-Datei, 463 KB). Es lohnt sich, diesen Text und das Schaltbild genau zu studieren.

SCHALTUNG

Als Demodulator arbeitet ein Produkt-Detektor. Die Frequenz des internen Oszillators kann phasenstarr mit der Zwischenfrequenz des Empfängers verriegelt werden (Phase locked loop, PLL).

(Mit der Maustaste das Schaltbild anklicken, es wird dann in voller Auflösung dargestellt.)

Die ersten zwei Trioden arbeiten als Kathodenfolger: Die erste Triode erhält ihr Signal -die modulierte ZF- vom ZF-Verstärker. Die zweite Triode erhält das Oszillatorsignal von der EC92. Die dritte Triode arbeitet als Mischer und erhält die Signale von den beiden ersten Trioden über den gemeinsamen Kathodenwiderstand. An der Anode stehen die Mischsignale an: Einerseits das Summensignal, also ZF plus Oszillator. Andererseits das Audio-Signal, gebildet aus der Differenz ZF minus Oszillator. Die vierte Triode arbeitet als NF-Verstärker.

(Mit der Maustaste das Schaltbild anklicken, es wird dann in voller Auflösung dargestellt.)

Die Schaltung mit dem IC SA 614 AN ermöglicht es, den Oszillator mit der Zwischenfrequenz des Empfängers zu verriegeln.

Folgende Betriebsarten können gewählt werden:

Schalter 1	Schalter 2	Betriebsart
"Diodendemodulation"		Suchempfang, Hören ungestörter Signale
"Produktdetektor"	"SSB/CW/Tune"	Amateurfunksendungen, wenn mit dem Drehko je nach Frequenzband ein Offset von plus, respektive minus 1,5 bis 2 KHz gewählt wurde. ECSS
"Produktdetektor"	"Sync"	Synchrondemodulation von AM-Signalen, wenn mit dem Drehko zuvor in Stellung "Tune" der empfangene Sender auf Schwebungsnull abgestimmt wurde

KONSTRUKTIVE DETAILS

Oszillator

Grundsätzlich soll der Oszillator an einem kühlen Ort im Gerät liegen.
Mit der EC92 ist ein Hartley-Oszillator aufgebaut. Vorteil dieser Schaltung ist eine grosse Frequenzkonstanz.
Als Spulenkern verwendete ich einen Schalenkern Siemens P 18x11 mit Luftspalt, Material K1, AL 40 nH. Die Wahl der Spule ist nicht kritisch, am Schluss zählt die Frequenzkonstanz des ganzen Kreises.
Windungszahlen: 73 Windungen, Anzapfung bei 17 Windungen (Generell bei 15 - 25% der Windungen).

Drehkondensator: Er soll eine Frequenzvariation von ca. +/- 3 kHz ermöglichen. Jeder Drehko geht, allenfalls muss seine Variation mit Serien- und/oder Parallel-Kondensatoren eingeschränkt werden. Der Kapazitätsbereich des verwendeten Drehkos reicht von 6 - 16 pF.

Festkondensatoren: Da die Spule einen positiven TK besitzt, soll z.B mit Styroflex- oder anderen Kondensatoren mit negativem TK eine Kompensation versucht werden. Bei meinem Exemplar verwendete ich mehrere Polystyren-Kondensatoren. Die Frequenzdrift beträgt für die ersten 10 Minuten 40 Hz, danach noch einige Herz pro Viertelstunde! Und dies ohne stabilisierte Betriebsspannung. Es soll nicht Hauptaufgabe der PLL sein, der Frequenzdrift des internen Oszillators entgegenzuwirken, obwohl sie das natürlich auch tut, sondern allfällige Drifts des Empfängers zu kompensieren.
Bei der Beschaltung der Kapazitätsdioden muss vom Original abgewichen werden. Bei eingerasteter PLL liefert das IC Steuerspannungen zwischen 1,5 und 5,2 Volt an die Diode, welche die Frequenznachführung besorgt. Infolge der Serienkapazität von 68 pF führt diese Spannungsvariation zu einer Frequenzänderung von 1,5 kHz.
Damit die Diode bei der niedrigsten Steuerspannung (1,5 V) nicht leitend wird, darf die Signalspannung an ihr also nicht grösser werden als 3 Vss. Dies wird erreicht durch eine Verkleinerung der Serienkapazität auf ca 32 pF. Zur Begrenzung der Signalamplitude des Kreises auf 10 Vss wird allenfalls der Widerstand R1 benötigt (bei meinem Exemplar 27 kW). Um aber die Frequenzvariation von ca. 1,5 kHz wieder zu erreichen, müssen 2 Dioden parallel geschaltet werden.
Für den Frequenzoffset hat Jukka eine Varicap verwendet, ich verwende den oben genannten Drehko.
Der Eingang des Phase shifters benötigt eine Spannung von 660 mVss. Dies bewirkt der Widerstand R2 (bei meinem Exemplar 120 kW).

ZF-Verstärker
Da die PLL-Schaltung lediglich 15 mVss benötigt, dies aber für die Demodulation des Produkt-Detektors zu wenig ist, braucht es einen ZF-Verstärker. Dies bringt aber zusätzliche Vorteile: Die Möglichkeit, eine konventionelle AM-Demodulation mit Diode zu integrieren (AA119, oder andere Ge-Diode, oder Schottky-Diode, z.B. BAT85). Der NF-Pegel ist dann fast identisch mit dem Pegel aus dem Produkt-Detektor. Das Bandfilter ergibt eine zusätzliche Selektion, was besonders auf KW Sinn macht. Als Filter benutze ich Gerd Reinhöfers 45.02, die Kopplung und damit die Bandbreite kann eingestellt werden. Es soll eine Kopplung noch ohne merkliche Einsattelung gewählt werden. Alle HF-Pentoden funktionieren. Probiert habe ich die EF89, EF85 und EF80. Die Verstärkung hängt natürlich auch vom verwendeten Filter ab.

Produkt-Detektor
Am Gitter der ersten Triode soll die unmodulierte ZF-Spannung etwa 360 mVss betragen. Je nach Filter und Röhre muss die Kapazität von C1 angepasst werden.
Die Oszillatorspannung am Gitter der zweiten Triode soll etwa 10 mal grösser sein, also 3,6 Vss. Dazu muss allenfalls C2 angepasst werden. Am Ausgang der Mischer-Triode wird das Audio-Signal ausgefiltert und das hochfrequente Mischsignal sowohl gegen die Betriebsspannung als auch gegen den Folgezug abgeblockt.
Der Produkt-Detektor arbeitet korrekt, wenn die Modulation eines eingespeisten Trägers bei abgeschaltetem Oszillator höchstens sehr leise hörbar ist.
Uebrigens finden sich diese Art von Produkt-Detektoren in den bekannten Geräten der Firma Collins.

Frequenznachführung/PLL
Der Eingang benötigt eine ZF-Spannung von 15 mVss. Sinnvollerweise benutzt man als Verbindung zum Empfänger ein 50 W Koaxialkabel. Zur Einstellung der korrekten Impedanz muss dieses mit 50 W abgeschlossen sein.
Das IC NE/SA 604/614/N/AN ist ein FM-ZF-System mit Begrenzer-Verstärker und Quadratur-Demodulator. Letzterer benötigt am Eingang ein Signal, welches gegenüber der Referenz (also dem vom Empfänger her eingespeisten ZF-Signal) um 90 Grad phasenverschoben ist, um eine korrekte Gleichspannung an die Frequenznachführungs-Diode abzugeben. Die Phasenkorrektur ist mit dem Trimmer 47 kW einstellbar.
Die Spannungen am IC und am Transistor sind im Originalschaltbild angegeben. Allerdings gibt es nach meiner Erfahrung (mit mehreren Exemplaren) an einer wichtigen Stelle andere Verhältnisse: Die Spannung an PIN 6 beträgt bei eingerasteter PLL in Mittelstellung nicht etwa 2 Volt, sondern ca. 3,4 Volt. Deshalb habe ich auch als Spannungsteiler für die Diode in Stellung CW/SSB/Tune einen Trimmer eingesetzt. Wie dieser eingestellt wird, folgt unten.
Zum Widerstand R3 und Kondensator C3: Sie bilden die Zeitkonstante der PLL.
Bei eingerasteter PLL muss sehr langsam am Drehko gedreht werden, wenn man kein Ausrasten riskieren will. Der Fang- und Ziehbereich der PLL ist schmal, der Haltebereich beträgt ca.+/- 750 Hz, entsprechend der maximalen Steuerspannungs-Variation des PLL-Schaltkreises von 1,5-5,2 Volt (siehe oben).

NF-Verstärker
Am Ausgang der vierten Triode stehen bis zu 250 mVeff NF-Spannung zur Verfügung. Je nach Empfänger könnte dieses Signal in den Phono-Eingang eingespeist werden. Dies geht natürlich nur, wenn in Stellung "Phono" der HF-Teil nicht abgeschaltet ist.
Ich habe zusätzlich einen kleinen Kopfhörer-Verstärker mit einem LM 386 eingebaut, denn es kann bei der Abstimmung natürlich ein Pfeifen entstehen.

Anschluss an den Empfänger
Am wenigsten Eingriff am Empfänger benötigt das Einschleifen eines Widerstandes oder Trimmers in die Kathodenleitung der letzten ZF-Röhre. Falls diese Röhre zur Erzeugung einer negativen Gitterspannung schon hochgelegt ist, kann zusätzlich ein Widerstand eingeschleift werden.
Die HF-Wechselspannungen sind hier so hoch, dass dieser Widerstand nicht ins Gewicht fällt. Bei einem Philips-Tuner zum Beispiel, waren es 68 W. Vorteil dieser Variante ist, dass der ZF-Kreis nicht belastet wird.
Wer doch am ZF-Kreis auskoppeln will oder muss, wählt den Koppelkondensator so klein, dass 15 mVss an dem mit 50 W abgeschlossenen Ausgang des Impedanzwandlers anstehen.
Persönlich favorisiere ich die Schaltung mit dem FET. Die Ausgangsimpedanz beträgt genau 50 W. Beide Transistor-Schaltungen können über das Koaxialkabel ferngespeist werden, dies verringert nochmals den Eingriff am Empfänger.

(Mit der Maustaste das Schaltbild anklicken, es wird dann in voller Auflösung dargestellt.)

Stromversorgung
Einige Baugruppen in Collins-Geräten arbeiten mit 100-150 Volt. Ich wollte versuchen, auf 70 V zurückzugehen und habe mittels Spannungsvervielfacher aus 12 V diese 70 V gewonnen. Der gesamte Stromverbrauch liegt bei 8 mA !

ABGLEICH
Zuerst muss das Bandfilter auf die ZF des Empfängers abgeglichen werden. Wer keinen Prüfsender hat, muss sein Radio genau auf Kanalmitte einstellen und in Stellung Diodendemodulation die NF auf Maximum abgleichen.
Nun sollten die angegebenen Wechselspannungen geprüft und allenfalls, wie beschrieben, angepasst werden. Am Eingang sollen die 15 mVss (ohne Modulation) eingehalten werden. Natürlich wird diese Spannung mit der automatischen Verstärkungsregelung des Empfängers etwas schwanken.

Nun folgt der Abgleich des Oszillators:
Schalter 2 wird in Stellung Tune gebracht. Nun wird mit dem Trimmer im Spannungsteiler eine Spannung von ca. 3,4 Volt eingestellt. Dies ist ungefähr die mittlere Spannung an den Kapazitätsdioden bei eingerasteter PLL.
Immer noch mit Schalter 2 in Stellung Tune wird der Drehko in Mittelstellung gebracht. Am Eingang wird die exakte ZF eingespeist, entweder aus einem Prüfsender (dann am Besten unmoduliert) oder aus dem Radio. Nun stellt man Schalter 1 auf Produkt-Detektor. Wenn der Oszillator funktioniert, muss ein Pfeifen hörbar sein. Nun wird die Oszillatorspule auf "Zero-Beat", also auf Schwebungsnull, abgeglichen. Falls eine modulierte ZF eingespeist wird, muss diese Modulation jetzt hörbar sein, dies beweist die Funktion des Produkt-Detektors. Da die Frequenzen aber nicht völlig stabil bleiben werden, wird die Modulation bald "davonlaufen" und damit von Pfeifen überlagert werden. Genauso wird eine unmodulierte ZF dem Oszillator davonlaufen, oder umgekehrt, der Oszillator läuft der ZF davon und es resultiert ein Pfeifton.

(Wenn der Sender nicht auf Kanalmitte, sondern auf ein Seitenband abgestimmt ist, und der Oszillator auf Schwebungsnull steht, nennt man diese Betriebsart ECSS: Exaltet Carrier Selectable Sideband. Dies funktioniert natürlich nur bei absolut frequenzstabilen Oszillatoren)

Der entscheidende Schritt folgt jetzt: Schalter 2 kommt in Stellung Sync. Wenn die PLL funktioniert, rastet sie sogleich ein, und die Modulation kommt klar und ohne Verzerrungen.
Das Poti im Phasenschieber wird jetzt bei moduliertem Träger auf beste Audio-Qualität, respektive auf geringstes tieffrequentes Rauschen, eingestellt. Wenn ein unmodulierter Träger zur Verfügung steht, gelingt es am Besten, auf geringstes tieffrequentes Rauschen einzustellen.
Nochmals zum Trimmpoti für die "Ruhelage" der Kapazitätsdioden: In Mittelstellung des Drehkos, und auf Kanalmitte abgestimmt, liegt, bei eingerasteter PLL, an den Dioden eine bestimmte Regelspannung. Diese Spannung sollte mit dem Trimmer eingestellt werden. Auf diese Weise wird beim Umschalten von Schalter 2 kaum ein Pfeifen entstehen, respektive nach Einstellen eines Senders in Stellung Tune wird beim Umschalten die PLL mühelos einrasten, ohne dass der Drehko nachgestellt werden muss.

BETRIEB

Der Ablauf mit Umschalten der zwei Schalter und dem Einstellen des Drehkos werden etwas kompliziert erscheinen. Dies ist aber keineswegs so. Nach einigen Versuchen wird das Handling ganz selbstverständlich.
Der Empfänger und unser Detektor sollen einige Minuten warmlaufen, bis vor allem der Oszillator des Empfängers stabil läuft.
Nun kann in Stellung Diodendemodulation ein Sender eingestellt werden. Es muss nicht auf Kanalmitte eingestellt werden, es kann im Gegenteil einem störenden Nachbarsender ausgewichen werden und bis an die Filterflanken abgestimmt werden (sobald der Träger an die Flanken der ZF-Filter gelangt, werden bei der Diodendemodulation Verzerrungen auftreten).
Nun wird in Stellung Produkt-Detektor, und Schalter 2 in Stellung Tune mit dem Drehko auf Schwebungsnull abgestimmt. Je nach dem, ob in der Mitte des Kanals oder auf einer Flanke, werden nun die +/- 3 kHz Frequenzvariation des Drehkos benötigt.
Bei Erreichen von Schwebungsnull kann mit dem Schalter 2 auf Stellung Sync geschaltet und die verzerrungsfreie Sendung genossen werden! Die oben beschriebene Einstellung des Spannungsteiler-Trimmers erleichtert die Sache enorm, denn die PLL rastet in jeder Stellung des Drehkos rasch ein, und in jeder Stellung kann die ganze Regelbreite der Frequenznachführung der PLL-Schaltung genutzt werden.

LITERATUR

Vermasvuori, Jukka OH2GF: A Synchronous AM Detector for 455 kHz. The ARRL Handbook 1995, pp 12.32-12.35
Detection and Detectors. The Radio Amateur`s Handbook 1967, pp 91-95
Birchel, Reinhard, DJ9DV: Kurzwellen-Amateurfunkgeräte in Röhrentechnik, Beam-Verlag 2003
Wegener, Martin G.: Moderne Rundfunk-Empfangstechnik, Franzis-Verlag München 1985

Gruss, Thomas Moppert

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